補償網絡

補償網絡必須保證穩定性和良好的動態性能。循環基于電壓模式控制。誤差放大器是一個電壓高帶寬運算放大器。所以選擇補償網絡E/A將被認為是理想的，即其帶寬比系統帶寬大得多。研究了PWM調制器和輸出LC濾波器的傳遞函數。這個從誤差放大器輸出（補償引腳）到輸出引腳，結果：

式中，VS是鋸齒振幅。如第4.1章所示，電壓前饋產生與輸入電壓成正比的鋸齒波振幅，即：

這樣，PWM調制器增益恒定，等于：

通過同步管腳提供的外部時鐘與設備同步修改PWM調制器增益（參見第4.1章了解增益如何變化以及如何在外部同步的情況下保持恒定）。

LC濾波器的傳遞函數由下式給出：

如第4.3章所示，兩種不同的網絡可以補償環路。在這兩個以下是選擇第二類和第三類補償網絡的指南有插圖。

III型補償網絡

穩定回路的方法包括放置兩個零點以補償影響LC雙極，因此增加相位裕度；然后在原點放置一個極將穩壓輸出電壓上的直流誤差降到最小；最后將其他極遠離零分貝頻率。如果輸出電容器的等效串聯電阻（ESR）引入零，則頻率高于所需帶寬（即：2π*ESR*COUT<1/BW），III型需要補償網絡。多層陶瓷電容器（MLCC）具有很低的ESR（<1MΩ），頻率零點非常高，因此采用III型網絡對循環。圖10顯示了III型補償網絡。這個網絡引入了兩個0（fZ1、fZ2）和三極（fP0、fP1、fP2）。它們的表達是：

定位極點和零點以及計算分量的指南值可以總結如下：

1.為R1選擇一個值，通常在1 kΩ到5 kΩ之間。

2.選擇增益（R4/R1）以獲得所需帶寬（BW），即：

Ⅱ型補償網

如果輸出電容器的等效串聯電阻（ESR）引入零，則頻率低于所需帶寬（即：2π*ESR*COUT>1/BW），此零有助于穩定回路。電解電容器的ESR值不可忽略（>30 mΩ），因此這種輸出電容器由II型網絡結合ESR的零點允許穩定回路。圖13顯示了II型網絡。

在圖14中，PWM和LC濾波器傳遞函數的Bode圖（GPW0·GLC（f））得到了開環增益（GLOOP（f）=GPW0·GLC（f）·GTYPEII（f）。

定位極點和零點以及計算分量的指南值可以總結如下：

1.為R1選擇一個值，通常在1k和5k之間，以獲得C4和C5與板的寄生電容不可比。

2.選擇增益（R4/R1）以獲得所需帶寬（BW），即：

Vs是鋸齒波振幅。電壓前饋保持比率Vs/Vin恒定。

3.通過在輸出濾波器雙極下方放置0-10十年來計算C4：

4.然后計算C3，以便將第二個極點設置為系統帶寬的四倍（體重）：

例如，當VOUT=1.2V，VIN=12V，IO=0.7A，L=22μH，COUT=220μF時，ESR=50 mΩ，II型補償網絡為：

圖15顯示了開環增益的模塊和相位。帶寬大約是35khz，相位裕度為49°。

熱因素

熱設計是防止if結器件熱關機的重要環節溫度超過150°C。裝置內的三種不同損耗來源是：a） 由電源開關的不可忽略的RDS（on）引起的傳導損耗；這些是等于：

式中，D是應用的占空比，最大RDS（on）為300 mΩ。請注意占空比理論上是由車輛與車輛識別號（VIN）之間的比率給出的，但實際上它相當于以補償調節器的損失。所以傳導損耗增加了與理想情況相比。b） 由功率MOSFET開關引起的開關損耗計算公式：

其中TRISE和TFALL是電源開關（VDS）上電壓的重疊時間以及在打開和關閉階段流入它的電流，如圖16所示。TSW是等效的切換時間。對于該裝置，等效裝置的典型值切換時間為50ns。c） 靜態電流損耗，計算如下：

式中，IQ是靜態電流（IQ=2.4 mA）。結溫TJ可計算為：

式中，TA是環境溫度，PTOT是剛剛看到的功率損耗之和。RthJA是與設備周圍環境等效的熱阻結；它可以是計算為從連接處到周圍的許多熱傳導路徑的平行。對于這個設備，通過暴露的焊盤的路徑是傳導量最大的路徑熱的。香港電臺在以下所述的演示板上量度段落約為60°/W。

布局注意事項

開關式DC/DC調節器的PC板布局對降低噪聲非常重要注入高阻抗節點和高開關電流產生的干擾循環。在降壓變換器中，輸入回路（包括輸入電容器、功率MOSFET自由轉動二極管）是最關鍵的一個。這是因為數值脈沖電流流過它。為了最小化電磁干擾，該回路必須盡可能短。反饋引腳（FB）連接到外部電阻分壓器是一個高阻抗節點，因此通過盡量減少反饋節點的路由，可以使干擾最小化從高電流路徑。為了降低拾取噪聲，必須放置電阻分壓器離設備很近。為了濾除高頻噪聲，可以在可能是設備的輸入電壓引腳。該裝置有助于減少地面的熱暴露電阻連接到周圍環境；因此大的接地層提高了熱性能允許高功率轉換的轉換器。圖17顯示了一個布局示例。

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