LMX2335 1.1千兆赫/1.1千兆赫

LMX2336 2.0千兆赫/1.1千兆赫

LMX2337 550兆赫/550兆赫

一般說明

LMX2335、LMX2336和LMX2337是單片集成雙頻合成器，包括兩個高頻預分頻器，設計用于需要兩個射頻鎖相環的應用。它們是用國家的ABiC IV硅BiCMOS工藝。LMX2335/36/37包含兩個雙模預分頻器。可以為每個RF選擇64/65或128/129預分頻器合成器。第二個參考分隔鏈包括在改善系統噪音的集成電路。LMX2335/36/37，其中采用數字鎖相環技術，結合一個高質量的參考振蕩器和環路濾波器，提供電壓控制振蕩器產生的調諧電壓非常穩定的低噪聲射頻本振信號。串行數據通過3傳輸到LMX2335/36/37有線接口（數據、啟用、時鐘）。電源電壓can范圍從2.7V到5.5V。LMX2335/36/37的特點是低電流消耗；3V時LMX2335/37−10 mA，LMX2336−13 mA，3V電壓。LMX2335/37可在JEDEC SO和TSSOP 16針表面貼裝塑料包裹。LMX2336采用TSSOP 20針表面貼裝塑料包裝。

特征

2.7V至5.5V操作

低電流消耗

可選斷電模式：ICC=1μA（典型值）

雙模預分頻器：64/65或128/129

可選電荷泵TRI-STATE®模式

可選電荷泵電流電平

可選快速鎖™ 模式

應用

蜂窩電話系統（AMPS、ETAC、RCR-27）

無繩電話系統（DECT、ISM、PHS、CT-1+）

個人通信系統（DCS-1800，PCN-1900）

雙模PC電話

有線電視

其他無線通信系統

注：VCC1向RF1預分頻器、N計數器、R計數器和相位檢測器供電。VCC2向RF2預分頻器、N計數器、相位供電檢測器、R-計數器和OSCin緩沖液、MICROWIR

絕對最大額定值（注1、2）

如果需要軍用/航空航天專用設備，

請聯系國家半導體銷售辦公室/

經銷商的可用性和規格。

電源電壓

VCC−0.3V至+6.5V

VP−0.3V至+6.5V

任何引腳上的電壓

接地=0V（VI

)-0.3V至VCC+0.3V

儲存溫度范圍（TS）−65°C至+150°C

鉛溫度（焊料4秒）（TL）+260˚C

建議操作

條件

電源電壓

VCC 2.7V至5.5V

VP VCC至+5.5V

工作溫度（TA）−40°C至+85°C

電氣特性

VCC=5.0伏，Vp=5.0伏；TA=25攝氏度，除非另有規定

電氣特性（續）

VCC=5.0伏，Vp=5.0伏；TA=25攝氏度，除非另有規定

注1：絕對最大額定值表示設備可能發生損壞的極限值。建議的操作條件表明該設備旨在發揮功能，但不保證特定的性能限制。有關保證的規格和測試條件，請參閱電氣特性。保證規格僅適用于列出的試驗條件。

注2：本裝置為高性能射頻集成電路，ESD額定值<2 keV，對ESD敏感。本設備的搬運和組裝在防靜電工作站進行。

注3:ICPo說明見可編程模式。

注4：時鐘、數據和LE不包括fIN1、fIN2和OSCin。

典型性能特征（續）

標記1=1 GHz，實數=94，虛值=−118

標記2=1.2 GHz，實數=72，虛值=−88

標記3=1.5 GHz，實數=53，虛值=−45

標記4=500 MHz，實數=201，虛值=−224

標記1=1 GHz，實=97，虛=146

標記2=1.89 GHz，實數=43，虛值=−67

標記3=2.5 GHz，實數=30，虛值=−33

標記4=500 MHz，實數=189，虛值=−233

功能描述

下面的簡化框圖顯示了22位數據寄存器、兩個15位R計數器和兩個18位N計數器（中間閂鎖未顯示）。數據流被時鐘（在時鐘上升沿）進入數據寄存器，MSB優先。存儲的數據在移位寄存器中，被加載到LE上升沿上的4個適當的鎖存器中的一個。最后兩位是控制位。數據按如下方式傳輸到計數器：

可編程參考分壓器（RF1和RF2 R計數器）

如果控制位為00或01（RF2為00，RF1為01），則數據從22位移位寄存器傳輸到一個15位R計數器。串行數據格式如下所示。

注：禁止分割比小于3。

分流比：3:32767

R1到R15：這些位選擇可編程參考分頻器的分頻比。

數據首先在MSB中移位。

功能描述（續）

可編程分頻器（N計數器）

每個N計數器由7位燕子計數器（A計數器）和11位可編程計數器（B計數器）組成。如果控件位為10或11（10用于RF2計數器，11用于RF1計數器）數據從20位移位寄存器傳輸到7位鎖存器（設置吞咽（A）計數器）和11位鎖存器（設置11位可編程（B）計數器），MSB優先。串行數據格式如下所示。

注：分流比：3～2047（禁止小于3的分流比）

脈沖吞咽功能

fVCO=[（P x B）+A]x fOSC/R

fVCO：外部壓控振蕩器（VCO）的輸出頻率

B： 二進制11位可編程計數器（3至2047）的預置分頻比

A： 二進制7位燕子計數器預置分頻比（0≤A≤P；A≤B）

fOSC：外部參考頻率振蕩器的輸出頻率

R： 二進制15位可編程參考計數器（3至32767）的預置分頻比

P： 雙模預分頻器預置模（P=64或128）

可編程模式

可以用位R16–R20編程多種操作模式，包括相位檢測器極性、電荷泵三態以及折疊針的輸出。使用位N19和N20選擇預分頻器和斷電模式?？删幊棠Ｊ饺绫?所示?？删幊棠Ｊ胶驼郫B輸出的真值表如表2、3所示。

注5:ICPo低電流狀態=1/4 x ICPo大電流。

注6：激活RF2 PLL或RF1 PLL斷電模式會導致禁用相應的N計數器除法器并使其各自的fIN輸入減記（高阻抗狀態）。斷電功能由電荷泵選通以防止不必要的頻率跳變。一旦斷電程序模式加載后，當電荷泵達到三態狀態時，部件將進入斷電模式。R計數器和振蕩器功能不變成在RF2和RF1斷電位激活之前禁用。OSCin通過100 kΩ電阻器連接到VCC，當該條件存在時，OSCin變高。MICROWIRE控制寄存器保持激活狀態，能夠在所有斷電模式下加載和鎖定數據。

注7：相位檢測器極性相應地，應根據VCO的特性設置位：當壓控振蕩器特性為正（1）時，R16應設為高當VCO特性如（2）為負時，應將R16設為低。

功能描述（續）

注9：當折疊輸出被禁用時，它被主動拉至低邏輯狀態。

注10：鎖定檢測輸出用于指示VCO頻率何時處于“鎖定”狀態。當環路被鎖定并且選擇了鎖定檢測模式時，管腳輸出高，窄脈沖低。在RF1/RF2鎖定檢測模式下，當RF2和RF1都鎖定時，將指示鎖定狀態。

注11:Fastlock模式在Fastlock操作期間利用折疊輸出引腳將第二個環路濾波器阻尼電阻器切換至接地。激活Fastlock每當RF環路的Icpo幅值位#17選擇為高（而#19和#20模式位被設置為Fastlock）時發生。

注12：計數器復位模式位R19和R20時，激活重置所有計數器。移除復位位后，N計數器以“關閉”狀態繼續計數與R計數器對齊。（最大誤差為一個預分頻器周期）。如果復位位被激活，R計數器也將被強制復位，從而允許通電時平滑的交流采集。

注：括號內的數據表示可編程參考分壓器數據。

數據在時鐘上升沿移入寄存器。數據首先在MSB中移位。

測試條件：使用VCC/2左右的對稱波形測試串行數據輸入時序。測試波形的邊緣速率為0.6V/ns2.2V@VCC=2.7V和2.6V@VCC=5.5V的振幅。

操作說明：

1.壓控振蕩器假定為交流耦合。

2.RIN增加了阻抗，使得VCO輸出功率被提供給負載而不是PLL。典型值為10Ω至200Ω，取決于VCO功率水平。鰭射頻阻抗范圍為40Ω至100Ω。如果阻抗較大，則為鰭。

3.50Ω終端通常用于測試板上，以允許使用外部參考振蕩器。對于大多數典型產品a采用CMOS時鐘，無需端接電阻。OSCin可以是交流或直流耦合的。建議使用交流耦合，因為輸入電路提供自己的偏置。（見下圖）。

4.建議在VCC線路上增加RC濾波器，以減少環路到環路的噪聲耦合

應用提示：

正確使用接地和旁路電容器是實現高水平性能的關鍵。小心板可以減少引腳間的串擾布局。這是一種靜電敏感裝置。只能在無靜電的工作站上處理。

申請信息

基本鎖相環的框圖如圖1所示。

申請信息（續）

環路增益方程

相位反饋線性控制系統模型鎖定狀態下的PLL如圖2所示。開環增益是相位比較器增益（Kφ）的乘積VCO增益（KVCO/s），環路濾波器增益Z（s）除以反饋計數器模的增益（N）。被動的使用的循環過濾器配置如圖3所示，而濾波器的復阻抗如式（2）所示

從方程（3）可以看出，相位項與單極和零無關，因此相位裕度由方程式（5）確定。φ（ω）=tan−1（ωT2）−tan−1（ωT1）+180˚C

穩定性的G（s）H（s）的大小和相位圖循環，如圖4所示，帶有一個實跟蹤。參數φp表示該點存在的相位裕量增益下降到零以下（截止頻率wp循環）。在臨界阻尼系統中，相量邊緣大約是45度。如果我們現在重新定義截止頻率wp'雙倍于我們原來的環路帶寬wp的頻率，環路響應時間大約為減半。由于比較頻率下的濾波器衰減也會減小，雜散將增加大約6分貝。在提議的Fastlock方案中將存在更高的雜散電平和更寬的環路濾波器條件只有在初始鎖定階段-只要足夠長的時間更快地獲得鎖定的好處。目標是打開環路帶寬，但不引入任何額外的帶寬與我們最初的設計有關的復雜或妥協標準。理想情況下，我們希望暫時改變曲線圖4切換到不同的截止頻率，由虛線，不影響相對開環增益和相位關系。在原截止頻率的兩倍處保持相同的增益/相位關系增益和相位方程（5）、（6）必須用相應的“1/w”或“1/w2”進行補償“因素。考試式（3），（4），（5）表示阻尼電阻變量R2可選擇用“w”項進行補償相位裕度。這意味著另一個相等的電阻在初始鎖定期。我們還必須確保開環增益H（s）G（s）在wp’處等于零=工作包2。KVCO、Kφ、N或這些術語的凈積可以是改變因子4，以抵消w2項的存在在方程式（3）、（4）的分母中。Kφ項是選擇完成轉換是因為它可以易于在1X和4X值之間切換。這是通過增加電荷泵輸出電流來實現的從標準模式下的1 mA到Fastlock中的4 mA。

快鎖電路實現

圖5示出了在鈉族半導體LMX2335/36/37 PLL中實現的Fastlock方案的示意圖。當一個新的頻率被加載，并且RF1 ICPo位如果設置為高，則電荷泵電路接收到一個輸入，使其每單位相位誤差為正常電流的4倍第二個R2中的開漏NMOS片上設備開關電阻元件接地。用戶計算循環過濾器正常穩態下的分量值應考慮。設備配置確保只要第二個相同的阻尼電阻器適當接線，在不考慮任何額外的穩定性因素的情況下，環路將更快地鎖定。一旦鎖定在正確的頻率上，用戶可以將鎖相環恢復到標準低噪聲通過發送帶有RF1 ICPo位設置低。此轉換不會影響在環路濾波器電容器上充電，并與電荷泵輸出同步。這就產生了一個Fastlock和標準模式之間的無縫切換

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