功能描述

LM5021離線脈沖寬度調制（PWM）超低啟動電流（最大25μA）控制器包含所有需要的功能電流模式控制實現高效離線單端使用電流模式控制的低待機功率反激和正向功率轉換器的跳過周期模式。LM5021的特點包括一個超-單電阻可編程振蕩器啟動電流低（25μA），使功率最小化

高壓啟動網絡中的同步振蕩器損耗。跳躍

可調軟啟動循環模式可減少光功率消耗

集成0.7A峰值門驅動器負載，用于節能應用（能源STAR®、CECP等）。附加功能包括•電壓鎖定下的直接光耦接口，循環電流限制，最大占空比限制（hiccup模式過載保護為80%，斜坡com  LM5021-1或LM5021-2為50%）補償、軟啟動和振蕩器同步斜坡補償（僅限LM5021-1）能力。高性能8針集成電路傳輸延遲小于100nS和1MHz欠電壓鎖定（UVLO），具有滯后能力的振蕩器，使用單個循環過流保護電阻器。持續過載白空間保護的中斷模式電流感應前沿消隱

信號

包裝：VSSOP-8或PDIP-8

電氣特性（1）

標準型面規范適用于TJ=+25°C，黑體字規范適用于整個工作接頭

溫度范圍。除非另有規定：VIN=15V，RT=44.2KΩ。

（1） 最小和最大限值是在25°C下進行的100%生產試驗。通過相關性規定了工作溫度范圍內的限值使用統計質量控制（SQC）方法。限制用于計算平均出貨質量水平（AOQL）。

（2） 設備熱限制可能會限制可用范圍。

電氣特性（1）（續）

標準型面規范適用于TJ=+25°C，黑體字規范適用于整個工作接頭

溫度范圍。除非另有規定：VIN=15V，RT=44.2KΩ

典型性能特征

除非另有規定：TJ=25°C。

啟動電路

參考圖9，輸入電容器CVIN通過啟動電阻Rstart進行涓流充電，當施加整流交流輸入電壓HV。LM5021消耗的VIN電流僅為18μA（標稱值），而電容器CVIN最初充電至啟動閾值。當輸入電壓達到上限時，VIN達到上限VIN UVLO閾值為20V，內部VCC線性調節器啟用。VCC調節器將保持接通，直到VIN下降到7.25V的較低UVLO閾值（12.5V滯后）。當VCC調節器打開時VCC引腳處的外部電容器開始充電。PWM控制器、軟啟動電路和門驅動器是當VCC電壓達到VCC UVLO上限7V時啟用。VCC UVLO為1.2V上下閾值之間的遲滯，以避免在VCC引腳瞬態期間抖動。VCC UVLO開啟開關電源，能量從主電源傳輸到輔助電源變壓器繞組。偏壓繞組，如圖9所示，向VIN引腳提供電力，以維持VCC調節器。提供的電壓應為11V（VCC調節電壓最大值加上VCC調節器下降電壓）至30V（最大工作VIN電壓）。偏壓繞組應始終連接到VIN引腳，如圖9所示。不要將偏置繞組連接到VCC引腳上。啟動順序是當偏置繞組的電壓足以維持VCC時，完成并正常運行電平高于VCC UVLO閾值（典型值為5.8V）。LM5021設計用于輸入VIN引腳的超低啟動電流。為了完成這個非常低的啟動電流方面，LM5021的VCC調節器與其他控制器中使用的VCC調節器相比是獨一無二的LM5xxx系列的。LM5021是專門設計的應用與偏壓繞組連接到VIN引腳，如圖9所示。不建議將偏置繞組連接到LM5021。啟動電阻的大小不僅影響電源的啟動時間，而且影響電源的供電由于電阻器在正常工作時消耗功率，所以效率較高。LM5021的超低啟動電流允許大值啟動電阻（高達3 MΩ），以提高效率和合理的啟動時間。

輸入電容CIN與VCC電容CVCC的關系當車輛識別號（VIN）達到20V時，內部VCC線性調節器啟用。由于來自調節器啟用后的CVIN至CVCC可根據以下方程式計算，其中VIN’為在VCC調節器對CVCC充電后，立即接通CVIN上的電壓。ΔVIN x CVIN=ΔVCC x CVCC

（20V–VIN’）CVIN=8.5V CVCC

19.15V。VCC電容器的值可以很?。ㄐ∮?uF），因為它只提供瞬態門驅動持續時間短的電流。CVIN電容器的尺寸必須能提供柵極驅動電流和靜態電流

LM5021的電流，直到變壓器偏置繞組向VIN提供足夠的電壓，以維持VCC電壓。CVIN電容器的值可以根據VCC負載的工作電流在其輸出電壓達到后計算出來VCC UVLO閾值。例如，如果LM5021用總柵電荷（Qg）驅動外部MOSFET25nC的平均柵極驅動電流為Qg x Fsw，其中Fsw是開關頻率。假設開關頻率150KHz，平均柵極驅動電流為3.75mA。因為IC消耗大約2.5mA工作電流除柵極電流外，CVIN電容器的總電流為工作電流加上柵極充電電流，即6.25mA。CVIN電容器必須提供該電流，以便變壓器偏置繞組接管的時間。在啟動過程中，電壓不得低于CV8.5V順序或循環將重新啟動。可使用該值計算最大允許啟動時間對于CVIN，電壓變化允許VIN（19.15V–8.5V）和VCC調節器電流（6.25mA）。T最大允許偏置繞組通電的最大時間為：

如果Tmax的計算值太小，則應進一步增大Cin值，以留出更多的時間在變壓器偏置繞組接管并將工作電流輸送至VCC調節器之前。增加CVIN將增加從應用整流交流電（圖9中的HV）到VIN達到20V啟動閾值。CVIN的初始充電時間為：

PWM比較器/斜坡補償

PWM比較器將電流感應信號與來自補償引腳的回路誤差電壓進行比較。這個COMP引腳電壓降低1.25V，然后通過3:1電阻分壓器衰減。PWM比較器輸入偏置電壓的設計應確保補償引腳處小于1.25V將導致控制器輸出。當占空比大于50%時，電流模式控制電路會受到次諧波振蕩的影響。通過在電流檢測信號中增加一個附加的固定斜坡電壓斜坡信號（斜坡補償），這個可以避免振蕩。LM5021-1通過對斜坡信號求和來集成這種斜率補償由振蕩器和電流感應信號產生。斜坡補償由電流斜坡產生通過連接到CS引腳的內部1.8 kΩ電阻器驅動?？稍黾宇~外的坡度補償通過增加電流檢測濾波器電容器和CS引腳之間的電阻，從而增加振蕩器電流斜坡產生的電壓斜坡。因為LM5021-2不能承受更大的占空比超過50%，本裝置無斜率補償功能。

電流限制/電流感應

LM5021提供逐周期過電流保護功能。電流限制由內部電流檢測比較器閾值設置為500毫伏。如果CS引腳電壓加上斜率補償電壓超過500mV時，輸出引腳脈沖將立即終止。建議在LM5021附近為CS引腳安裝RC濾波器，以衰減從功率場效應晶體管的門到源。CS引腳電容在每個PWM時鐘周期結束時由內部開關。放電開關保持開啟，持續90 ns前緣消隱間隔，以衰減外部功率場效應管打開時發生的電流感應瞬態。除了提供前沿消隱，該電路還通過放電提高動態性能在每個周期結束時檢測濾波電容。

LM5021 CS比較器非常快，可以響應短時間的噪聲脈沖。布局注意事項對電流檢測濾波器和檢測電阻至關重要。與CS濾波器相關的電容器必須放置在離設備非常近的地方，并直接連接到IC的引腳（CS和GND）。如果現在感覺使用變壓器時，變壓器二次側的兩根引線都應連接到感應電阻器也應位于IC附近。如果功率場效應晶體管源中的電流感應電阻器用于電流感應，需要一個低電感電阻。在這種情況下，所有噪聲敏感的小電流接地應在IC附近共同連接，然后單獨連接至電源接地（感應電阻接地點）。

同步和關閉振蕩器

連接在RT和GND引腳之間的單個外部電阻器設置LM5021振蕩器頻率。這個LM5021-2器件具有50%的最大占空比，包括一個內部觸發器，用于將振蕩器分開頻率為2。此方法產生精確的50%最大工作循環限制。因為這個頻率分頻器，LM5021-2的振蕩器頻率實際上是柵極驅動輸出（OUT）頻率的兩倍。對于LM5021-1器件，振蕩器頻率和工作輸出頻率是相同的。設置期望輸出開關頻率（Fsw），RT電阻可根據以下公式計算：

LM5021還可以與外部時鐘同步。外部時鐘的頻率必須更高比RT電阻設置的自激振蕩頻率要高。時鐘信號應該是電容耦合的用100pF電容器插入RT引腳。要求RT引腳處的峰值電壓水平大于3.8伏同步脈沖的檢測。通過RT電阻器的直流電壓在內部調節為2伏。因此疊加在RT電阻器上的交流脈沖必須具有1.8V或更大的振幅，以成功地同步振蕩器。同步脈沖寬度由外部元件設定在15ns到150ns之間。RT公司無論振蕩器是自由運行還是外部同步，始終需要電阻器。RT電阻器應位于離設備非常近的位置，并直接連接到LM5021（RT和GND）的引腳上。門驅動器和最大占空比限制LM5021提供了一個門驅動器（OUT），它可以產生0.3A的峰值電流和0.7A的電流提供兩種工作循環限制選項。LM5021-1的最大輸出占空比通常為80%選項，精確等于LM5021-2選項的50%。LM5021-2的最大占空比功能是由一個內部觸發器完成的，以確保精確的占空比限制。內部振蕩器因此，LM5021-2的頻率是PWM控制器（OUT引腳）開關頻率的兩倍。LM5021-1的80%最大占空比功能由內部振蕩器確定。對于LM5021-1 PWM控制器的內部振蕩器頻率和開關頻率相同。

軟起動

軟啟動功能允許功率轉換器逐漸達到初始穩態工作點，從而減少啟動壓力和電流浪涌。內部22μA電流源對外部電容器充電連接到SS引腳。電容器電壓將緩慢上升，限制補償引腳電壓和占空比輸出脈沖的周期。軟啟動電容器也用來產生當開關電源輸出持續過載。

HICCUP模式過載電流限制Hiccup模式是一種在延長時間內保護電源免受過熱和損壞的方法過載情況。當輸出故障排除后，電源將自動重新啟動。

圖10、圖11和圖12說明了LM5021和相關波形。在啟動和正常運行期間，外部軟啟動電容器Css由向SS引腳電容器提供22μa電流源。正常運行時，軟啟動電容器繼續充電并最終達到電流源的飽和電壓（名義上，VSS_OCV5.2伏）。在啟動期間，COMP pin電壓跟隨SS電容器電壓，并逐漸增加峰值電源提供的電流。當開關電源的輸出達到期望值時電壓，電壓反饋放大器控制COMP信號（通過光耦）。正常情況下操作COMP電平保持在1.25V和2.75V之間的中間電壓，由電壓控制調節回路。當補償引腳電壓低于1.25V時，占空比為零。當薪酬水平為高于2.75V時，占空比將受逐周期電流限制比較器的0.5V閾值限制。如果電源輸出過載，則調壓回路需要增加電流補償引腳控制電壓。當補償引腳超過過電壓檢測閾值（VOVLD，標稱4.6V），SS電容器Css將由10μa過載檢測定時器電流源放電，IOVCS公司。如果COMP保持在VOVLD以上足夠長的時間讓SS電容器放電到Hiccup模式閾值（VHIC，名義上為4.6V），控制器進入中斷模式。然后，OUT引腳被鎖定在低位SS電容器放電電流源從10μA減小到0.25μA，即死區電流源，IDCS。SS引腳電壓緩慢降低，直到達到重啟閾值（VRST，名義上為0.3V）。然后一個新的啟動程序從22μA的電流源開始向電容器CSS充電。緩慢的放電從中斷閾值到重啟閾值的SS電容器提供了一個延長的關閉時間，從而減少持續過載導致包括二極管和mosfet在內的元件過熱。休息時間模式可通過以下公式計算：

例子：

Toff=808 ms，假設CSS電容值為0.047μF短時間間歇性過載不會觸發hiccup模式。觸發所需的過載持續時間中斷響應由電容器CSS、10μA放電電流源和電壓差設置在SS引腳的飽和水平和Hiccup模式閾值之間。圖12顯示了SS的波形具有短時過載條件的引腳。進入hiccup模式所需的過載時間可以是根據以下公式計算：

例子：t過載=2.82 ms，假設CSS電容值為0.047μF

跳過循環操作

在輕負載條件下，開關電源的效率通常會隨著相關損耗而下降隨著開關變換器的開關和工作，偏置電流成為功率的重要百分比交付貨物。功率損耗的最大組成部分是與柵極相關的開關損耗驅動器和外部MOSFET柵極充電。每一個脈寬調制周期消耗有限的能量作為MOSFET先打開后關閉。這些開關損耗與操作頻率成正比。跳板集成在LM5021控制器內的循環功能降低了平均開關頻率開關損耗和提高輕載條件下的效率。當發生輕負載情況時，補償引腳電壓通過電壓反饋回路降低，以降低控制器提供的峰值電流。參考圖13，PWM比較器輸入跟蹤COMP引腳電壓通過1.25V電平轉換電路和3:1電阻分壓器。當COMP引腳電壓下降時，輸入到PWM比較器按比例下降。當PWM比較器輸入下降到125mV時，跳過周期比較器檢測輕載狀態并禁用來自控制器的輸出脈沖?？刂破骼^續跳過開關周期，直到電源輸出下降，COMP引腳電壓增加到需要更多的輸出電流。跳過的周期數將取決于頻率補償網絡。最終，當電壓回路需要時，補償電壓將增加更大的電流來維持穩定的輸出電壓。當PWM比較器輸入超過130mV（5mV滯后），恢復正常的固定頻率切換。典型的電源設計會產生短脈沖輸出脈沖的一個長的跳躍周期間隔。跳周期模式下的平均開關頻率可以是電源正常工作頻率的一小部分。通過向CS引腳添加偏移電壓，可以禁用跳過循環操作模式（參見圖14）。連接到穩壓電源的電阻分壓器，在CS引腳上注入125mV偏移量（最小值），將強制PWM比較器上的電壓將大于125毫伏，從而禁用跳過周期比較器。

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