特點

■帶同步整流器控制的2相運行

■超快速負載瞬態(tài)響應

■集成大電流柵極驅動器：高達2A柵極電流

■0.900V至3.300V的3位可編程輸出或帶外部參考。

■±0.9%輸出電壓精度

■3mA可用參考

■集成可編程遙控放大器

■可編程下垂效應

■10%有功均流精度

■數(shù)字2048步進軟啟動

■撬桿鎖定過電壓保護。

■非閉鎖欠壓保護。

■使用下部MOSFET的RdsON或感應電阻器實現(xiàn)過電流保護

■振蕩器外部可調(diào)，內(nèi)部固定在150kHZ

■電源良好輸出和抑制功能

■包裝：SO-28和VFQFPN-36

應用

■大電流DC/DC轉換器

■分布式電源

方塊圖

說明

該器件實現(xiàn)了一個雙相降壓控制器，每個相位之間的相位偏移為180，為大電流DC/DC應用而優(yōu)化。

輸出電壓可通過集成的DAC從0.900V編程到3.300V；編程“111”代碼，使用0.800V到3.300V的外部參考電壓進行調(diào)節(jié)。

可編程遙控放大器避免使用外部電阻分壓器，并恢復配電線路上的損耗。

該裝置確保快速保護負載過電流和過/欠壓電壓。安如果檢測到過電壓，則提供內(nèi)部撬桿來打開低壓側mosfet。

恒流模式下輸出電流受限：檢測到欠壓時，裝置復位，重新啟動運行。

參考示意圖

設備說明

該器件是采用BCD技術實現(xiàn)的集成電路。它為高性能雙相降壓轉換器提供完整的控制邏輯和保護，為大電流DC/DC應用優(yōu)化。它被設計成一個兩相同步整流buck拓撲中的N溝道m(xù)osfet。在兩個相位之間提供180度的相移，允許減小輸入電容器電流紋波，同時減小尺寸和損耗。轉換器的輸出電壓可精確調(diào)節(jié)，可編程VID引腳，范圍為0.900至3.300V，溫度和線電壓變化的最大公差為±0.9%。可編程遙控放大器避免了使用外部電阻分壓器，允許恢復配電線路上的壓降，還可以將輸出電壓調(diào)整到可用參考值的不同值。該裝置提供了平均電流模式控制和快速瞬態(tài)響應。它包括一個150kHZ的自由運行振蕩器，可通過電阻器進行外部調(diào)節(jié)。誤差放大器具有15V/μs的轉換速率，允許高轉換器帶寬以實現(xiàn)快速瞬態(tài)性能。電流信息是通過較低的mosfets RdsON或在全差分模式下串聯(lián)到LS-mos的感測電阻器讀取的。電流信息校正PWM輸出，以均衡各相的平均電流。在靜態(tài)和動態(tài)條件下，兩相之間的電流共享被限制在±10%，除非考慮到傳感元件的擴展。下垂效應可編程，以最小化輸出濾波器和負載瞬態(tài)響應：該功能可被禁用，引腳上可用的電流信息可用于其他目的。該裝置防止過電流，每相有一個OC閾值，進入恒流模式。由于電流是通過低邊mosfet讀出的，所以該器件使電感器底部的電流三角形波形保持恒定。當檢測到欠壓時，器件復位，所有mosfet關閉，然后突然重新啟動。該設備還執(zhí)行一個撬桿過電壓保護，立即鎖定操作打開較低驅動器和驅動高故障引腳。

振蕩器

開關頻率內(nèi)部固定在150kHZ。每個相位在振蕩器固定的頻率下工作，這樣在負載側產(chǎn)生的開關頻率將加倍。

內(nèi)部振蕩器通過內(nèi)部電容器產(chǎn)生用于PWM充放電的三角形波形。傳送到振蕩器的電流通常為25μA（Fsw=150kHZ），并且可以使用連接在OSC引腳和SGND或Vcc之間的外部電阻器（ROSC）來改變。因為OSC引腳保持在固定電壓（典型。1.237V），考慮到6KHz/μA的內(nèi)部增益，頻率與從引腳（壓入）的電流成比例變化。

特別是將其連接到SGND時，頻率會增加（電流從引腳處下沉），而將ROSC連接到Vcc=12V時，頻率降低（電流被強制進入引腳），具體如下：

將25μA壓入該管腳后，由于沒有電流輸送到振蕩器，因此設備停止切換。

圖1：ROSC與開關F

數(shù)模轉換器和基準

內(nèi)置的數(shù)模轉換器允許將輸出電壓從0.900V調(diào)整到3.300V，如圖2所示。只需改變作為電阻分壓器的遠程放大器增益，就可以達到不同的電壓（參見相關章節(jié)）。

內(nèi)部基準在生產(chǎn)過程中進行調(diào)整，輸出電壓精度為±0.9%，零溫度系數(shù)約為70°C，還包括誤差放大器偏移補償。它通過電壓識別（VID）引腳進行編程。這些是內(nèi)部DAC的輸入，通過一系列提供內(nèi)部電壓基準分區(qū)的電阻實現(xiàn)。VID代碼驅動一個多路復用器，它在分壓器的精確點上選擇一個電壓（見圖2）。DAC輸出被傳送到一個獲得VPROG參考電壓（即誤差放大器的設定值）的放大器。提供了內(nèi)部上拉（使用5μa電流發(fā)生器實現(xiàn)，典型值為3V）；這樣，編程邏輯“1”時，只需使引腳浮動即可，而編程邏輯“0”則足以使引腳短路至SGND。

該裝置提供一個雙向引腳REF_IN/OUT：用于調(diào)節(jié)的內(nèi)部基準通常在該引腳上可用，具有3mA的最大電流容量，但當編程VID代碼111時除外；在這種情況下，設備通過REF_IN/OUT引腳接受外部參考并對其進行調(diào)節(jié)。當使用外部基準時，其范圍必須從0.800V到3.300V，以確保設備的正常功能。

圖2顯示了使用內(nèi)部或外部參考時如何管理法規(guī)參考的框圖。

電壓識別（VID）引腳配置或提供的外部參考也設置了powergood閾值（PGOOD）和過壓/欠壓保護（OVP/UVP）閾值。

圖2：參考文獻管理

輸出穩(wěn)壓精度可從以下關系式中提取（最壞情況下）：

（內(nèi)部參考的最壞情況）

（外部參考的最壞情況）

其中，VOS_RA和VOS_EA分別是與誤差放大器和遠程放大器相關的偏移量，KOS=1+1/RA_增益反映了遠程放大器增益（RA_增益）對調(diào)節(jié)的影響（參見相關章節(jié)）。

統(tǒng)計分析可考慮采用平方根法（RSS）計算精度，因為所有變量在統(tǒng)計上是獨立的，如下所示：

（內(nèi)部參考）

（帶外部參考）

司機室

集成的大電流驅動器允許使用不同類型的功率MOS（也可以使用多個MOS來降低RdsON），從而保持快速的開關轉換。

高壓側mosfet的驅動器使用BOOTx引腳供電，PHASEx引腳用于返回。低端MOSFET的驅動器使用VCCDR引腳供電，PGND引腳用于回路。VCCDR引腳的最低電壓為4.6V，以啟動設備的操作。

該控制器包含一個復雜的防擊穿系統(tǒng)，以盡量減少低側體二極管的傳導時間，保持良好的效率，節(jié)省肖特基二極管的使用。死區(qū)時間減少到幾納秒，以確保高壓側和低壓側mosfet永遠不會同時開啟：當高壓側mosfet關閉時，其源上的電壓開始下降；當電壓達到2V時，低側mosfet柵極驅動以30ns的延遲應用。當?shù)蛡萴osfet關閉時，檢測LGATEx引腳上的電壓。當電壓降到1V以下時，高側mosfet柵極驅動采用30ns延遲。如果電感器中的電流是負的，高邊mosfet的源就永遠不會下降。即使在這種情況下，為了允許低側mosfet的開啟，一個看門狗控制器被啟用：如果高側mosfet的源沒有下降超過240ns，低側mosfet被打開，從而允許電感的負電流再循環(huán)。即使電流為負，這種機制也允許系統(tǒng)進行調(diào)節(jié)。

BOOTx和VCCDR引腳與IC的電源（VCC引腳）以及信號接地（SGND引腳）和電源接地（PGND引腳）分開，以最大限度地提高開關抗擾度。不同驅動器的獨立電源為mosfet的選擇提供了很高的靈活性，允許使用邏輯電平的mosfet。可以選擇幾種電源組合來優(yōu)化應用的性能和效率。電源轉換靈活，5V或12V母線可自由選擇。

圖3顯示了兩個相位的上驅動器和下驅動器的峰值電流。已使用10nF電容性負載。對于上層驅動器，源電流為1.9A，而陷波電流為1.5A，VBOOT-V相=12V；同樣，對于較低驅動器，源電流為2.4A，而下沉電流為2A，VCCDR=12V。

圖3：驅動器峰值電流：高壓側（左）和低壓側（右）

電流讀數(shù)和過電流

通過低側mosfets RdsON或串聯(lián)到LS-mosfet的感測電阻（RSENSE）的電壓降來讀取流過每相的電流，并在內(nèi)部轉換成電流。跨導比是由芯片外部放置在ISENx和PGNDSx引腳之間朝向讀取點的外部電阻器Rg發(fā)出的。差動電流讀數(shù)可抑制噪聲，并允許在不影響測量精度的情況下將傳感元件放置在不同的位置。電流讀取電路在低側mosfet開啟（關閉時間）期間讀取電流。在此期間，反應使引腳ISENx和PGNDSx保持在相同的電壓，而在讀取電路關閉的時間內(nèi)，內(nèi)部鉗位使這兩個引腳保持在相同的電壓，從ISENx引腳下沉所需的電流（如果實施低側mosfet RdsON sense，以避免絕對最大額定值克服on，則需要）ISENx引腳）。

專利電流讀取電路允許非常精確和高帶寬的正、負電流讀數(shù)。該電路使用高速跟蹤保持跨導放大器再現(xiàn)流過傳感元件的電流。特別是，它在關閉時間的后半段讀取電流，以減少由于mosfet導通而注入到器件中的噪聲（見圖4-左）。跟蹤時間必須至少為200ns才能正確讀取所傳送的電流。

該電路從PGNDSx引腳提供恒定的50μa電流：它必須通過Rg電阻器連接到傳感元件的接地側（見圖4-右）。兩個電流讀取電路使用該引腳作為參考，將ISENx引腳保持在此電壓。

ISENx引腳中的電流可通過以下公式得出：

其中，RSENSE是一個外部感測電阻或低端mosfet的RdsON，Rg是在ISENx和PGNDSx引腳之間朝向讀數(shù)點使用的跨導電阻；IPHASEx是相對相位攜帶的電流。內(nèi)部重現(xiàn)的當前信息由上一等式的第二項表示，如下所示：

由于電流是在差分模式下讀取的，因此負電流信息也會被保留；這允許設備檢查兩相之間的危險回流電流，確保相位電流之間的完全均衡。根據(jù)各相的電流信息，取所輸送的總電流（IFB=IINFO1+IINFO2）和各相的平均電流（IAVG=（IINFO1+IINFO2）/2）。然后將IINFOX與IAVG進行比較，以對PWM輸出進行校正，以均衡兩相攜帶的電流。

圖4：電流讀數(shù)定時（左）和電路（右）

跨導電阻器Rg可設計為在滿額定負載下每相具有25μA的電流信息；過電流干預閾值設置為標稱值的140%（IINFOx=35μA）。

根據(jù)上述關系，每相的過電流閾值（IOCPx）必須設置為總輸送最大電流的1/2，結果：

當電流通過一個電流感應元件的底部時，電流感應到一個電流大于電流的電流。

■L6712-動態(tài)最大占空比限制

最大占空比被限制為測量電流的函數(shù)，由于振蕩器頻率在編程后是固定的，意味著最大接通時間限制如下（其中T是開關周期T=1/fSW，IOUT是輸出電流）：

這種線性關系在零負載下為0.80·T，在最大電流為0.40·T時為典型值，并導致裝置的兩種不同行為：

圖5：噸限制操作

1.t限制輸出電壓。

當每相電流達到IOCPx（IINFOx<35μA）之前達到最大接通時間時，就會發(fā)生這種情況。

圖5a顯示了考慮到前一關系式施加的噸限制，裝置能夠調(diào)節(jié)的最大輸出電壓。如果期望的輸出特性超過了最大輸出電壓，則輸出電壓在跨越后將開始下降。在這種情況下，該設備不執(zhí)行恒流限制，而只根據(jù)先前的關系限制最大占空比。輸出電壓遵循產(chǎn)生的特性（如圖5b所示），直到檢測到UVP為止，或者直到IFB=70μA為止。

2.恒流運行

當每相電流達到IOCPx（IINFOx>35μA）后達到接通時間限制時，就會發(fā)生這種情況。

器件進入準恒流運行：低側mosfet保持開啟，直到電流讀數(shù)低于IOCPx（IINFOx<35μA），跳過時鐘周期。在下一個可用的時鐘周期中，高側mosfet可以由控制回路施加一噸的電壓來開啟，并且在檢測到另一個OCP事件之前，該器件以通常的方式工作。

這意味著在過流情況下，由于電流紋波增加，平均電流也會略有增加。事實上，由于電流必須達到IOCPx底部，關斷時間的上升會導致接通時間增加。最壞的情況是當接通時間達到最大值時。

當這種情況發(fā)生時，器件工作在恒流中，輸出電壓隨著負載的增加而降低。超過UVP閾值會導致設備重置。

圖6顯示了這種工作狀態(tài)。

可以觀察到峰值電流（Ipeak）大于IOCPx，但可以確定如下：

其中VoutMIN是最小輸出電壓（VID-40%，如下所示）。

該器件工作在恒流下，輸出電壓隨負載的增加而降低，直至輸出電壓達到欠壓閾值（VoutMIN）。

恒流行為期間的最大平均電流結果：

在這種特殊情況下，開關頻率的結果降低。打開時間是允許的最大值（TonMAX），而關閉時間取決于應用：

圖6：恒流運行

當IINFOx達到35μA（如果B=70μA）時，仍然設置過電流。滿載值只是一種慣例，用于處理IFB的方便值。由于OCP干預閾值是固定的，為了修改相對于負載值的百分比，可以簡單地認為，例如，將on OCP閾值設為200%，這將對應于IINFOx=35μA（IFB=70μA）。滿載電流將對應IINFOx=17.5μA（如果B=35μA）。

一旦UVP閾值被截獲，設備會在關閉所有功率mosfet的情況下重置。然后執(zhí)行另一個軟啟動，允許設備在消除過載原因后從OCP恢復。

超過UVP閾值會導致設備復位：關閉所有mosfet，然后實施新的軟啟動，允許設備在過載原因消除后恢復。

■L6712A-固定最大占空比限制

最大占空比是固定的，并且與所輸送的電流保持恒定。一旦克服了OCP閾值，該器件將以恒流運行。參考上述恒流部分，其中僅需考慮最大負載下的不同值，如下所示：

上述關于準恒流和恒流一次可交付電流的關系式在這種情況下仍然有效。

遙測放大器

遙控放大器集成在一起，以便從PCB線路和布線中的損失中恢復，在大電流DC/DC轉換器中，需要對調(diào)節(jié)電壓進行遠程檢測，以保持調(diào)節(jié)精度。集成放大器是一個低偏移誤差放大器；如圖7所示，需要外部電阻器來實現(xiàn)差分遙測放大器。

圖7：遙控放大器連接

相等的電阻給產(chǎn)生的放大器一個單位增益：編程基準將在遠程負載調(diào)整。

為了調(diào)節(jié)不同于可用參考值的輸出電壓，遠程放大器增益可以通過改變外部電阻器的值進行調(diào)整，如下所示（見圖7）：

為了調(diào)節(jié)基準電壓的兩倍，上述報告的增益必須等于½。

修改遠程放大器增益（尤其是當值大于1時）也可以調(diào)節(jié)低于編程參考值的電壓。

由于該放大器作為差分放大器連接，在計算調(diào)節(jié)輸出電壓中引入的偏移時，放大器的“本機”偏移量必須乘以術語KOS=[1+（1/RA_Gain）]，因為堅持非反相輸入的電壓發(fā)生器代表偏移量。

如果不需要遠程檢測，將RFB直接連接到調(diào)節(jié)電壓就足夠了：VSEN不再連接，仍然通過遠程放大器感測輸出電壓。在這種情況下，可選擇使用外部電阻器R1和R2，并且可以簡單地將遙控放大器連接為“緩沖器”，以保持VSEN處于規(guī)定的電壓（見圖7）。避免使用遠程放大器可以節(jié)省精度計算中的偏移量，但不允許進行遙感。

集成降速功能（可選）

降速功能實現(xiàn)調(diào)節(jié)電壓和輸出電流之間的依賴性（負載調(diào)節(jié)）。這樣，負載瞬變過程中由于輸出電容ESR引起的一部分下降被恢復。如圖8所示，任何情況下都存在ESR降，但使用降速函數(shù)，輸出電壓的總偏差最小。

將下垂管腳和FB管腳連接在一起，強制電流IDROOP，與輸出電流成比例，進入反饋電阻器RFB，實現(xiàn)負載調(diào)節(jié)依賴性。如果RA_Gain是遠程放大器增益，則輸出特性由以下關系式給出（當降速啟用時）：

當遠程放大器的增益為1/2時，調(diào)節(jié)的輸出電壓會增加一倍。

在標稱滿載時，下垂電流等于50μA，在OC干預閾值下等于70μA，因此最大輸出電壓偏差等于：

降速功能僅適用于正負載；如果施加負負載，然后IINFOx<0，則FB引腳沒有電流下沉。該裝置在VID編程的電壓下進行調(diào)節(jié)。

如果不需要這種效果，將下垂引腳短路到SGND，則該器件作為電壓模式Buck變換器進行調(diào)節(jié)。

圖8：負載瞬態(tài)響應（左）和下垂引腳連接（右）。

監(jiān)控和保護

該裝置通過引腳VSEN監(jiān)測調(diào)節(jié)電壓，以建立良好的信號，并管理OVP/UVP狀態(tài)。

■良好：如果VSEN感應到的電壓不在編程值的±12%（典型值）范圍內(nèi)（RA_Gain=1），則功率良好輸出強制為低。它是一個漏極開路輸出，僅在軟啟動完成后（啟動后2048個時鐘周期）啟用。在軟啟動期間，該引腳被強制低。

■紫外線照射：如果VSEN監(jiān)控的輸出電壓在一個時鐘周期內(nèi)低于參考電壓的60%，則該設備將關閉所有MOSFET，并用新的軟啟動階段重置重新啟動操作（hiccup模式，見圖9）。

■OVP：一旦VCC超過開啟閾值，啟用：當VSEN監(jiān)測的電壓達到編程電壓（或外部參考電壓）的115%（最小值）時，控制器永久性地打開兩個低側MOSFET，并關閉兩個高側MOSFET，以保護負載。OSC/故障引腳被驅動為高電平（5V），需要關閉和打開電源（VCC）才能重新啟動操作。

過電壓和欠電壓也在軟啟動期間激活（低于參考電壓0.6V后）。在這種情況下，用于確定紫外閾值的基準是由2048軟啟動數(shù)字計數(shù)器驅動的遞增電壓，而用于OV閾值的基準是由VID管腳編程的最終基準或REF_in/OUT引腳上可用的基準。

圖9：紫外線防護和打嗝模式。

軟啟動和抑制

在啟動時，會產(chǎn)生一個斜坡，將回路參考電壓從0V增加到VID在2048個時鐘周期內(nèi)編程的最終值，如圖10所示。

一旦軟啟動開始，參考值增加：上下MOSFET開始開關，輸出電壓開始隨著閉環(huán)調(diào)節(jié)而增加。在數(shù)字軟啟動結束時，功率良好比較器被啟用，然后PGOOD信號被高電平驅動（見圖10）。

當增加的參考電壓達到0.6V時，欠電壓比較器啟用，而OVP比較器始終處于激活狀態(tài)，閾值等于最終參考電壓的+15%_min。

如果VCC和VCCDR引腳均未超過其各自的開啟閾值，則軟啟動將不會發(fā)生。

在正常運行期間，如果在兩個電源中的一個上檢測到任何欠電壓，則設備關閉。強制OSC/INH引腳的電壓低于0.5V（典型值）會使設備失效：所有功率MOSFET和保護裝置都將關閉，直到條件消除。

圖10：軟啟動。

輸入電容器

輸入電容器的設計主要考慮輸入均方根電流，該電流取決于圖11中報告的占空比。考慮到兩相拓撲結構，與單相操作相比，輸入均方根電流大大降低。

可以觀察到，在D=0.25和D=0.75的最壞情況下，輸入RMS值是單相等效輸入電流的一半。輸入電容消耗的功率等于：

輸入電容器的設計是為了維持相對于最大負載占空比的紋波。為了達到所需的均方根值，并使元件成本最小化，輸入電容由多個物理電容實現(xiàn)。等效均方根電流就是單個電容器的均方根電流之和。

在開關過程中，必須盡可能地將電容器和漏極電容器均勻地分配在高漏極輸入端，以盡可能降低MOS輸入端的噪聲。陶瓷電容器還可以引入高頻噪聲去耦合、寄生元件沿功率路徑產(chǎn)生的噪聲等優(yōu)點。

圖11：輸入均方根電流與占空比（D）和驅動關系。

輸出電容器

輸出電容器是電源快速響應的基本元件。

由于更快的負載瞬態(tài)響應（在負載連接處開關頻率加倍），兩相拓撲減少了所需的輸出電容量。由于兩相之間的180°相移，電流紋波消除也降低了對輸出ESR的要求，以維持指定的電壓紋波。

此外，如果啟用了降速功能，則可以使用更大的ESR來保持相同的瞬態(tài)公差。事實上，當負載瞬變作用于轉換器的輸出時，在最初的幾微秒內(nèi)，負載的電流由輸出電容器提供。控制器能立即識別負載瞬態(tài)并增加占空比，但電流斜率受電感值的限制。

由于電容器內(nèi)的電流變化，輸出電壓出現(xiàn)第一次下降（忽略ESL的影響）：

在負載瞬態(tài)期間，需要一個最小的電容值來維持電流而不放電。電容器的輸出電壓由下式得出：

其中，DMAX是最大占空比值。ESR值越低，負載瞬變過程中的輸出壓降越低，輸出電壓的靜態(tài)紋波也越低。

電感器設計

電感值由瞬態(tài)響應時間、效率、成本和尺寸之間的折衷來定義。必須計算電感器以維持輸出和輸入電壓變化，以將紋波電流∆IL保持在最大輸出電流的20%和30%之間。電感值可以用這個關系式計算：

其中FSW是開關頻率，VIN是輸入電壓，VOUT是輸出電壓。

增加電感值會降低紋波電流，但同時也會縮短轉換器對負載瞬變的響應時間。響應時間是電感器將電流從初始值改變?yōu)樽罱K值所需的時間。由于電感器尚未完成充電時間，輸出電流由輸出電容器提供。最小化響應時間可以最小化所需的輸出電容。

負載瞬態(tài)的響應時間因負載的應用或移除而不同：如果在負載施加過程中，電感器被等于輸入和輸出電壓差的電壓充電，則在移除過程中，僅由輸出電壓放電。以下表達式給出了補償網(wǎng)絡響應足夠快時∆I負載瞬態(tài)的近似響應時間：

最壞的情況取決于可用的輸入電壓和選定的輸出電壓。無論如何，最壞的情況是負載移除后的響應時間，最小輸出電壓已編程，最大輸入電壓可用。

主控制回路

系統(tǒng)控制回路拓撲取決于下垂引腳連接：如果連接到FB（降速功能激活），則必須考慮平均電流模式拓撲，而如果連接到GND（下垂功能未激活），則必須考慮電壓模式拓撲。

總之，系統(tǒng)控制回路將均流控制回路封閉起來，以允許適當?shù)毓蚕黼姼衅鞯碾娏鳌Ｃ恳粋€回路都有適當?shù)脑鲆妫瑸榱耸拐{(diào)節(jié)誤差最小化而對PWMs進行的校正：均流控制回路使電感中的電流相等，而輸出電壓控制回路將輸出電壓固定為VID編程的基準電壓（有無降速效應，有無考慮遠程放大器增益）。圖12顯示了主控制回路的框圖。

圖12：主控制回路圖

均流（CS）控制回路

利用跨導差動放大器的信息實現(xiàn)有源均流。內(nèi)部構建一個等于讀取電流平均值（IAVG）的電流基準；讀取電流和該基準之間的誤差被轉換成具有適當增益的電壓，并用于調(diào)整占空比，其主導值由COMP pin處的誤差放大器設置（見圖13）。

均流控制是一個高帶寬的控制回路，即使在負載瞬變期間也允許均流。

均流誤差受外接元件選擇的影響，選用精密的Rg電阻（±1%是必要的）來檢測電流。均流誤差內(nèi)部由跨電導差分放大器的電壓偏移控制，考慮到通過感測電阻的電壓偏移等于2mV，電流讀數(shù)誤差由下式給出：

圖13：均流控制回路。

式中∆IREAD是單相電流和理想電流之間的差（IMAX/2）。

對于RSENSE=4mΩ和IMAX=40A，均流誤差等于2.5%，忽略Rg和RSENSE不匹配引起的誤差。

平均電流模式（ACM）控制回路（降速=FB）

平均電流模式控制回路如圖14所示。由降速管腳提供的電流信息IDROOP流入RFB，實現(xiàn)對讀取電流的輸出電壓的依賴性。

ACM控制回路增益結果（在COMP引腳后打開回路獲得）：

■是由下垂函數(shù)確定的等效輸出電阻；

■ZP（s）是輸出電容器（及其ESR）與外加負載Ro并聯(lián)產(chǎn)生的阻抗；

■ZF（s）是補償網(wǎng)絡阻抗；

■ZL（s）是兩個電感器阻抗的并聯(lián)；

■A（s）是誤差放大器增益；

■是ACM PWM傳輸函數(shù)，其中∆VOSC是振蕩器斜坡振幅，典型值為3V

■RA_Gain是遠程放大器增益。

消除誤差放大器增益的依賴性，因此假設該增益足夠高，控制回路增益將得到：

考慮到在應用感興趣的情況下，可以假設Ro>>RL；ESR<<Ro和RDROOP<<Ro，其結果是：

圖14：ACM控制回路增益框圖（左）和博德圖（右）。

ACM控制回路增益被設計為獲得高的直流增益以最小化靜態(tài)誤差，并以恒定的-20dB/dec斜率與期望的交叉頻率ωT交叉0dB軸。忽略ZF（s）的影響，傳遞函數(shù)具有一個零極點和兩個極點。設計輸出濾波器后，兩個極點都是固定的，零位由ESR和下垂電阻確定。

為了獲得所需的形狀，ZF（s）實現(xiàn)考慮了RF-CF系列網(wǎng)絡。然后在ω=1/RFCF處引入零點和積分器。該積分器將靜態(tài)誤差降到最低，同時將零點與L-C共振對應。簡單的-20dB/dec增益形狀得到保證（見圖14）。事實上，考慮到輸出濾波器的通常值，LC諧振結果的頻率低于上述報告零。補償可以簡單地設計網(wǎng)絡，將ω=ω，并根據(jù)需要施加交叉頻率ω，得到：

電壓模式（VM）控制回路（下降=SGND）

斷開速降管腳與控制回路的連接，系統(tǒng)拓撲就變成了電壓模式。保持補償網(wǎng)絡不變的最簡單的補償方法是將射頻-CF零點與L-C濾波器諧振相對應。

現(xiàn)在循環(huán)增益變?yōu)椋?/p>

布局指南

由于設備管理控制功能和大電流驅動器，布局是設計此類大電流應用程序時最重要的考慮事項之一。

一個好的布局方案可以降低功率路徑上的功耗，減少輻射，信號和電源地之間的適當連接可以優(yōu)化控制回路的性能。

集成電源驅動器減少了元件數(shù)量和控制功能與驅動器之間的互連，減少了電路板空間。

下面列出了開始新布局時要關注的要點，并建議了正確實施的規(guī)則。

■電源連接。

這些是開關和連續(xù)電流從輸入電源流向負載的連接。放置組件時的第一要務必須保留到該電源段，盡可能縮短每個連接的長度。

為了將噪聲和電壓尖峰（EMI和損耗）降至最低，這些互連必須是電源平面的一部分，并且無論如何都要通過寬而厚的銅線實現(xiàn)。

圖15：電源連接和相關連接布局指南（兩個階段相同）。

關鍵部件，即功率晶體管，必須盡可能靠近控制器。考慮到圖中報告的“電氣”部件由一個以上的“物理”部件組成，建議采用接地平面或“星形”接地連接，以盡量減少多重連接造成的影響。

圖15a示出了所涉及的電源連接和電流回路的細節(jié)。輸入電容（CIN），或者至少是所需總電容的一部分，必須靠近功率段，以消除銅跡線產(chǎn)生的雜散電感。需要低ESR和ESL電容器。

■電源連接相關。

圖15b顯示了一些小信號分量的放置，以及如何以及在哪里混合信號和電源接地層。驅動器和mosfet柵極之間的距離應盡可能縮短。傳輸延遲時間以及沿銅線分布的電感產(chǎn)生的電壓尖峰是如此的最小化。

事實上，mosfet離器件越遠，互連柵極軌跡就越長，因此，對應于柵極PWM上升和下降信號的電壓尖峰也就越高。即使這些尖峰被固有的內(nèi)部二極管鉗制，傳播延遲、噪聲和不穩(wěn)定的潛在原因也會引入，危及良好的系統(tǒng)行為。一個重要的結果是高邊mosfet的開關損耗顯著增加。

出于這個原因，建議設備朝向驅動側朝向mosfet，GATEx和PHASEx跡線一起走向高側mosfet，以最小化距離（見圖16）。此外，由于PHASEx引腳是高側驅動器的返回路徑，該引腳必須直接連接到高側mosfet源引腳，以便對該mosfet進行適當?shù)尿寗印τ贚S-mosfet，返回路徑是PGND管腳：它可以直接連接到電源接地層（如果實現(xiàn)的話），或者以同樣的方式連接到LS-mosfets源引腳。GATEx和PHASEx連接（以及在沒有電源接地平面時也是PGND）的設計也必須能夠處理超過2A的電流峰值（建議寬度為30 mils）。

幾歐姆的柵極電阻有助于在不影響系統(tǒng)效率的情況下降低集成電路的功耗。

其他組件的放置也很重要：

–引導電容器必須盡可能靠近BOOTx和PHASEx引腳，以最小化所創(chuàng)建的回路。

–將VCC和SGND的去耦電容器放置在盡可能靠近相關引腳的位置。

–將電容器從VCCDR和PGND上分離，并盡可能靠近這些引腳。這種電容器維持低側mosfet驅動器所要求的峰值電流。

–參見SGND所有敏感部件，如頻率設置電阻器（如有）和遠程放大器分頻器。

–單點連接SGND和PGND平面，以提高抗噪性。如果沒有進行遠程檢測，則在負載側（輸出電容器）連接，以避免不良的負載調(diào)節(jié)效果。

–建議在HS mosfet漏極附近放置額外的100nF陶瓷電容器。這有助于減少噪音。

–相位引腳尖峰。由于HS-mosfet開關處于硬模式，因此可以在相位管腳上觀測到高電壓尖峰。如果這些電壓尖峰超過了引腳的最大擊穿電壓，則該器件可以吸收能量，從而導致?lián)p壞。電壓尖峰必須通過適當?shù)牟季帧艠O電阻的使用、與低壓側MOSFET并聯(lián)的肖特基二極管和/或低壓側MOSFET上的緩沖網(wǎng)絡來限制，在最大600kHz的FSW下，電壓峰值低于26V，持續(xù)20ns。

圖16：設備方向（左）和傳感網(wǎng)路由（右）。

■感知連接。

遠程放大器：將外部電阻器放置在設備附近，以盡量減少噪聲注入，并參考SGND。這些電阻器的連接（來自遠程負載）必須作為并聯(lián)網(wǎng)絡進行布線，以補償沿輸出功率軌跡的損耗，并避免拾取任何噪聲。將這些引腳連接在遠離負載的點上會導致非最佳負載調(diào)節(jié)，增加輸出公差。

當前讀數(shù)：Rg電阻器必須盡可能靠近ISENx和PGNDSx引腳，以限制注入設備的噪聲。將這些電阻連接到讀取點的PCB線必須作為平行線布線，以避免拾取任何噪音。同樣重要的是要避免測量中的任何偏移，并獲得更好的精度，將跡線連接到盡可能靠近傳感元件、專用電流檢測電阻器或低側mosfet RdsON。

此外，當使用低側mosfet RdsON作為電流檢測元件時，ISENx引腳實際上連接到PHASEx引腳。不要將針腳連接在一起，然后再連接到HS來源！由于高壓側驅動器返回時產(chǎn)生的噪音，設備無法正常工作。在這種情況下，布線兩個獨立的網(wǎng)絡：將PHASEx引腳連接到帶有寬網(wǎng)（30 mils）的HS源（與HGATEx一起布線），將ISENx引腳連接到LS漏極（與PGNDSx一起布線）。此外，PGNDSx引腳始終通過Rg電阻器連接到PGND：請勿直接連接到PGND！在這種情況下，設備將無法正常工作。無論如何都要路由到LS mosfet源（與ISENx網(wǎng)絡一起）。

正確和錯誤的連接如圖17所示。

為了避免變換器兩相之間的不平衡，還建議對稱布置。

圖17：傳感網(wǎng)的PCB布局連接。

感應電流（右）連接錯誤（正確）。

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