特點

•適合汽車應用

•AEC-Q100合格

•用于電機控制的三相橋式驅動器

•驅動6個獨立的N溝道功率MOSFET，高達250 nC柵極充電

•可編程140 mA–1 A柵極電流驅動（源/匯），便于輸出斜率調整

•符合所有FET/40 V過沖的感應驅動器

•每個功率MOSFET的單獨控制輸入

•PWM頻率高達30 kHz

•支持100%占空比運行

•工作電壓：4.75至30 V

•由于集成了用于產生柵極驅動器電壓的升壓變換器，所以電源電壓正常運行

•邏輯功能降至3V

•短路保護，帶VDS監控和可調檢測水平

•兩個集成的高精度電流檢測放大器，兩個增益可編程第二級，在低負載電流運行時具有更高的分辨率

•過壓和欠壓保護

•具有可編程死區保護功能

•三個實時相位比較器

•超溫警告和停機

•通過SPI接口進行復雜的故障檢測和處理

•電池反向保護至-4 V（帶串聯保護電阻）

•睡眠模式功能

•復位和啟用功能

•包裝：64針HTQFP PowerPAD™

應用

•汽車安全關鍵電機控制應用

–電動助力轉向系統（EPS、EHPS）

–電子制動/制動輔助

–變速器

–油泵

•工業安全關鍵電機控制應用

說明

橋驅動器是專用于汽車三相無刷直流電機控制包括安全相關的應用。它為正常水平的N溝道MOSFET晶體管提供六個專用驅動器。驅動器功能設計為處理250 nC的柵極電荷，驅動器源/匯電流可編程，便于輸出斜率調整。該設備還通過SPI接口集成了復雜的診斷、保護和監控功能。一個帶有集成場效應晶體管的升壓變換器提供了過驅動電壓，允許對功率級進行完全控制，即使電池電壓低至4.75V。

功能框圖

詳細說明

DRV3201-Q1設計用于在汽車應用中使用脈沖寬度調制控制三相無刷直流電機。三個高邊和三個低邊門驅動器可以單獨切換，傳輸延遲很低。輸入邏輯防止同一通道的高、低壓側驅動器同時激活。可以通過SPI通信接口訪問配置和狀態寄存器。

供應概念

DRV3201-Q1的電池電壓工作范圍在4.75 V和30 V之間。DRV3201Q1使用3.3 V或5 V MCU工作，這可以通過將MCU的IO電壓連接到DRV3201-Q1的VDD_IO引腳，并將MCU的ADC參考電壓連接到DRV3201-Q1的ADREF引腳來實現。所有數字輸出與VDDIO相關，所有模擬輸出與ADREF相關（箝位）。除EN引腳外，所有數字輸入均與內部電源VCC3有關。外部功率場效應晶體管的柵極驅動器的工作電壓為4.75伏。當電源電壓低于4.75v時，外部fet的柵極被主動拉低。當電源電壓低于3V時，這些柵極被半主動拉下。門驅動器和內部邏輯的最小啟動電池電壓為4.75 V。

來自全功能電池電壓范圍（即4.7 V和30 V之間）的內部邏輯，包括SPI接口，即使在電池電壓降到3V時也能工作。當電池電壓降到3V以下時，DRV3201-Q1觸發一個完整的內部復位，清除所有內部狀態位和寄存器。此外，當DRV3201-Q1邏輯復位時，與MCU的SPI通信被禁用。

VCC5是電流感應放大器和其他內部模擬電路的內部電源。VCC5引腳需要用典型的4.7nF電容進行外部解耦。VCC5具有內部電流限制，以避免由于VCC5針腳上的外部對地短路而造成任何內部損壞。

VCC3是內部邏輯的內部電源。VCC3引腳需要用典型的4.7nF電容進行外部解耦。由于VCC3由VCC5調節器供電，其輸出受VCC5電流限制，因此在VCC3引腳外部接地短路的情況下，可避免任何內部損壞。如果VCC5引腳或VCC3引腳對地短路，內部邏輯復位，MCU可檢測到這一點，因為SPI通信被禁用。在這種情況下，強烈建議MCU采取必要的措施，關閉EN引腳并關閉DRV3201-Q1，以避免VCC5和/或VCC3過載時間過長。

升壓變換器

升壓轉換器配置為向電源電壓提供附加電壓。boost變換器需要一個外部電感、電容器、肖特基二極管和一個接地電阻來進行電流感應。高壓側和低壓側柵極驅動器均由升壓變換器供電。這使得DRV3201-Q1能夠實現所有外部電源FET的全范圍門源驅動電壓，即使在電池電壓降至4.75 V時也是如此。升壓轉換器有一個單獨的B趵EN引腳來啟用/禁用。當設備處于休眠模式時，升壓轉換器無法啟用。

睡眠模式/活動模式

EN（Enable）引腳使設備進入睡眠模式。在EN引腳的下降沿，在典型的6μs除晶時間之后，外部功率fet的柵極被柵極驅動器主動拉低。之后（最小20μs，最大35μs后）內部電源VCC5、VCC3、升壓轉換器和電流檢測放大器關閉，外部功率FET的柵極被半主動下拉電阻器拉低（見半主動下拉電阻器）。內部邏輯被置于復位狀態，所有內部寄存器被清除。睡眠模式下沒有可用的診斷信息。

EN引腳上的上升沿使設備在TBD通電時間后處于活動模式。在激活模式下，電源VCC5和VCC3存在，并且可以通過B_EN引腳啟用或禁用升壓轉換器。由于所有內部寄存器在休眠模式下被清除，每次從休眠模式喚醒到活動模式后，MCU必須將DRV3201-Q1編程為所需的設置。

數字輸入/輸出引腳

除EN引腳外，所有數字輸入引腳（端子功能表中標記為HVI_D）均具有與內部VCC3電源相關的閾值電壓。因此，無論VDDIO電平是否超出限制，這些輸入引腳的狀態都是有效的。這些數字輸入引腳有一個故障安全ESD結構，只有反向二極管路徑到地，沒有反向二極管路徑到任何電源電壓。根據功能的不同，這些輸入引腳有一個內部無源下拉或上拉。所有數字輸出引腳（標有LVO_D）在VDDIO和地面之間有一個推挽級。因此，邏輯高電平與VDDIO有關。

重置

DRV3201-Q1可以通過將RSTN切換到低電平來復位。當RSTN低時，所有狀態位和寄存器設置被清除，boost轉換器和電流檢測放大器關閉，柵極驅動器輸出被有效地拉低，最大設置為漏電流，從而關閉外部功率fet。當RSTN強制為低時，內部電源VCC3和VCC5仍然有效。RSTN的輸入高閾值和低閾值與VCC3有關，因此與VDDIO無關，因此無論VDDIO電平是否超出限值，RSTN引腳的狀態都是有效的。

門驅動器

DRV3201-Q1有三個高壓側和低壓側柵極驅動器。每個高邊和低邊柵極驅動器都包含一個可編程的源極和下沉電流，用于對外部功率場效應晶體管的柵極進行充放電。

數字邏輯防止一個功率級的高、低壓門驅動器同時激活。如果檢測到來自MCU的同時激活命令，則在狀態寄存器中標記故障。

閘門驅動器坡度控制

DRV3201-Q1的設計支持自適應斜率控制，通過可編程的匯電流和源電流對外部功率FET的柵極進行充放電。表1給出了用于編程柵極驅動器的漏電流和源電流的斜坡寄存器。

為了降低因改變坡度設置而導致坡度扭曲的風險，上升沿的新坡度設置僅在受影響的閘門驅動器的下一個下降沿之后才生效，反之亦然。這不適用于喚醒到活動模式后直接使用。只要喚醒后沒有將低壓側或高壓側門驅動器切換到激活模式，編程設定的坡度設置立即激活。

為了實現輸出fet和開關速度的高可擴展性，還有一種通用的降低電流模式設置，其中所有柵極充電/放電電流為編程設置的25%。此外，通過將配置寄存器1（CFG1）中的位7設置為1，可以將驅動器設置為開關模式。在這個設置中，驅動器不受電流限制，并且可以在外部用柵極線中的電阻器來限制開關速度。在這種模式下，強烈建議將斜率寄存器（CURR0–3）設置為0x3F，以獲得最大電流設置，并且僅限外部電阻器的電流限制。

直接模式（6 x輸入操作）

直接模式是每次從睡眠模式喚醒到活動模式后的默認操作模式。在直接模式下，所有的門驅動器可以通過數字輸入引腳IHSx/ILSx單獨控制。

PWM模式（3 x輸入操作）

或者，通過將配置寄存器1（CFG1）中的位6設置為1，可以在PWM模式下操作柵極驅動器。PWM模式僅用三個PWM信號控制所有六個門驅動器。PWM模式下的有效控制是IHSx輸入。當所有安全功能保持激活狀態時，低側控制由相應的IHSx信號導出。在PWM模式下，ILSx輸入可以用作SPI可讀通用輸入。

門驅動器關閉

當DRVOFF引腳為高電平時，柵極驅動器的輸出會被有效地拉低，并通過為sink電流編程設置來關閉外部功率fet。同時，IHSx/ILSx輸入可以通過SPI讀回。啟用VDS比較器和標志錯誤（如果VDS過高），可用于確保這些塊的功能。當DRVOFF被強制降低時，boost變換器、電流檢測放大器以及內部VCC3和VCC5電源仍處于活動狀態。DRVOFF的輸入高、低閾值與VCC3有關，與VDDIO無關，因此無論VDDIO電平是否超限，DRVOFF引腳的狀態都是有效的。

主動下拉

當外部電源FET需要關閉且DRV3201-Q1處于激活模式（通過正常控制信號、DRVOFF信號、RSTN信號或任何錯誤處理），門驅動器提供低歐姆有源下拉。當功率場效應晶體管的柵源電壓低于2v時，程序化的電流匯行為轉變為Rdson行為，以增加下拉強度。

半有源下拉電阻器

每個高、低壓側驅動器都有一個典型的500 kΩ電阻，從柵極到源極充當無源下拉，以保持外部功率場效應晶體管在不供電的情況下關閉。此外，半主動下拉電路將典型電壓為2V時的柵極阻抗降低到7KΩ左右。這種半主動下拉電路在正常工作時被關閉，以避免柵極驅動器更高的直流電流消耗。

閘門驅動器關閉路徑

表2總結了EN、RSTN和DRVOFF引腳的可能狀態以及對門驅動器的影響。

（1）、對于3V<VS<4.75V，VS欠壓檢測主動拉低外部FET的柵極。對于VS<3V，這些門半主動下拉。

安全

DRV3201-Q1具有廣泛的安全特性，有助于應用程序授予高安全級別。

監視的錯誤

以下各節描述監視的錯誤。這些錯誤的處理在可配置的安全模式中描述。

漏源電壓監測

DRV3201-Q1為每個外部功率MOSFET提供漏源電壓監測功能。當輸入引腳IHSx/ILSx變高打開外部功率MOSFET后，其漏源電壓被監控。如果此電壓在濾波時間（tvds）內保持高于VDS閾值，則錯誤將被提升，并設置該功率MOSFET的狀態標志。

VDS監控的內部VDS閾值可通過SCTH引腳上的外部模擬輸入電平進行設置，并可通過配置寄存器0（CFG0）位5:3中的系數介于0和1到SPI之間的八個步驟進行縮放。

每個門驅動器的VDS比較器配置如圖5所示。如圖5所示，VSH引腳用作高壓側VDS比較器的檢測輸入電壓。在外部，該VSH引腳應連接至功率級正電源的星形點。

為了驗證VDS比較器在正常運行期間的正確操作，可以通過SPI降低比例因數，也可以從外部降低SCTH電壓。這將設置較低的VDS閾值（主要取決于隨機比較器偏移<±100 mV），這將導致比較器在通過外部功率FET的相對低電流下切換（在正常操作期間沒有過電流）。如圖6所示。在該驗證過程中，可按照可配置安全模式（配置寄存器1（CFG1），位3:4）中所述禁用VDS錯誤的錯誤處理，以便VDS錯誤僅在SPI狀態寄存器0（STAT0）和ERR引腳上被標記。SCTH引腳是一個高阻抗輸入到MOS柵極，具有內部ESD接地保護。任何電源都沒有反向上拉路徑（故障安全ESD結構）。

直通檢測和可編程死區時間

DRV3201-Q1提供了一種機制，防止每個功率級的兩個外部MOSFET同時接通，同時將VS直接連接到GND。如果數字輸入試圖迫使設備切換一個功率級的高壓側和低壓側柵極驅動器，則狀態寄存器中的錯誤會增加，并根據圖7切換電橋。

死區時間可以在配置寄存器0，位2:0的200 ns和3000 ns之間分八步編程。編程的死區時間對所有三個功率級都有效。內部10兆赫振蕩器用作創建死區時間步進的時間基準。

在直接模式下運行時，可在可配置安全模式（見可配置安全模式）下禁用死區時間。PWM模式不支持禁用可編程死區時間。

升壓欠壓錯誤

如果升壓轉換器輸出電壓低于tBCSD（5μs–6μs）的欠壓閾值電平VVBOOST，UV（11 V–11.9 V），則在SPI狀態寄存器1（STAT1）中相應地設置升壓欠壓標志。根據配置的安全模式（見可配置安全模式），所有門驅動器輸出被拉低，而ERR引腳被拉低。

VS欠壓停機

如果VS電壓低于欠壓閾值電平VVS、TV的UV（4.5 V–4.75 V）、SHD（5μs–6μs），則在SPI狀態寄存器1（STAT1）中設置VS欠壓標志，柵極驅動器輸出被拉低，ERR引腳被拉低。無論配置的安全模式如何，都會發生這種情況（請參閱可配置安全模式）。SPI接口的工作電壓為3 V。低于3 V時，發生內部復位。

VS過電壓誤差

如果VS電壓超過過電壓閾值水平VVS，OV（30 V–30.5 V）（對于tVS，SHD（5μs–6μs）），則VS過壓標志設置在SPI狀態寄存器1（STAT1）中。根據配置的安全模式（見可配置安全模式），所有門驅動器輸出被拉低，而ERR引腳被拉低。

VS比較器檢查

VS欠壓和過壓比較器可通過使用配置寄存器0（CFG0）中的時鐘丟失（LOC）測試/VS比較器位進行檢查。只要設置了這個位，比較器就會同時切換和標記欠壓和過壓。錯誤處理處于活動狀態，因此網橋關閉，錯誤引腳被拉低。要重置標志，需要重置LOC test/VS比較器位，然后需要通過SPI讀取標志。之后，ERR引腳再次上升。這種自檢與時鐘丟失自檢相結合（見時鐘丟失）。

超溫警告和停機

裝置的熱過載檢測和保護基于五個溫度傳感器和兩個閾值Tmsd1（熱警告）和Tmsd2（熱全局復位）：

設備正常運行：

•門驅動器和升壓變換器完全可以工作。

熱警告–超溫警告標志設置為1：

•熱警告，存儲在狀態寄存器0（STAT0）的過熱警告位中。該位在MCU讀出寄存器后復位。

全局重置-設備處于關閉狀態：

•產生內部復位。

•升壓轉換器停止。

•但是，溫度監測器模塊監測溫度，直到溫度降至Tmsd0以下時才釋放復位。

•熱滯后可避免停機和重啟之間的任何振蕩。

•超溫停機通過tSHDOWN過濾（無噪音導致的不必要停機）。

SPI錯誤

如果DRV3201-Q1接收到無效的寫入或讀取訪問，則狀態寄存器1（STAT1）中的SPI OK位設置為0。該位在MCU讀出寄存器后設置為1。

EEPROM CRC校驗

每次喚醒到激活模式后，DRV3201-Q1執行EEPROM CRC檢查。如果計算出的CRC8校驗和與存儲在EEPROM中的CRC8校驗和不匹配，EEPROM數據CRC失敗標志被設置在狀態寄存器1（STAT1）中。

配置數據CRC檢查

DRV3201-Q1提供了一個安全特性，通過CRC8校驗和機制永久地確保配置的完整性。MCU可以通過將CRC控制寄存器（CRCCTL）中的位0設置為1，在DRV3201-Q1中對所有配置寄存器進行CRC8校驗和計算。在CRC計算完成之前，該位保持設置狀態。CRC引擎運行時可能沒有任何寫入訪問，否則CRC8校驗和將損壞。由DRV3201-Q1計算的CRC8校驗和值存儲在CRC計算校驗和寄存器（CRCCALC）中。

MCU本身也可以根據下面給出的矢量計算出預期的CRC8校驗和值，并將該期望值存儲在CRC預期校驗和寄存器（CRCEXP）中。這應該在MCU啟動DRV3201-Q1中的CRC8校驗和計算之前完成。在DRV3201-Q1執行CRC計算后，如果CRCEXP寄存器中存儲的預期CRC與CRCCALC寄存器中計算的CRC不匹配，則在狀態寄存器1（STAT1）中設置配置數據CRC失敗標志。

然后，MCU可以讀回所有的配置寄存器來搜索位錯誤并執行糾正操作。

CRC8計算機制是一種通用機制，具有以下預置：

•使用的多項式為：（0 1 2 8）

•初始值為：11111111

CRC數據向量見表3。

時鐘丟失

如果內部時鐘卡住，時鐘丟失監視器會將ERR引腳拉低。在該塊的測試期間，錯誤率也很低。該自檢與VS比較器自檢相結合（見VS比較器自檢）。

可配置安全模式

DRV3201-Q1可在兩種不同的安全模式下工作，由外部引腳CSM控制，如表4所述。該引腳可通過SPI寄存器RB0讀回。

（1）、超過絕對最大額定值的應力可能會對設備造成永久性損壞。這些只是應力額定值，在這些條件下或任何其他條件下，設備的功能性操作并不意味著在建議的操作條件下的功能操作。長時間暴露在絕對最大額定條件下可能會影響設備的可靠性。

（2）、除非另有規定，否則所有電壓均與網絡接地端子有關。

表5定義了在某些錯誤情況下采取的保護措施。當設備處于完全安全模式時，所有內部保護功能都會被激活，如果檢測到相應的錯誤情況，則會采取下面列出的所有保護措施。當設備處于可配置安全模式（CSM）時，CSM可用的錯誤條件、保護動作和ERR引腳指示（見ERR引腳上的錯誤指示）可配置為CFG1中的相應位。無論CSM設置如何，如果存在相應的錯誤情況，則始終設置診斷標志。

ERR引腳上的錯誤指示

ERR引腳是檢測到錯誤情況的指示器。它可以作為對外部MCU的中斷，之后MCU讀取所有狀態寄存器，以確定檢測到哪種錯誤情況。進入激活模式后，只要未檢測到錯誤情況，該引腳保持高電平，在檢測到錯誤情況時，錯誤引腳變低。根據表6進行錯誤報告。

一旦相應的違規條件消失，在讀取狀態寄存器中相應錯誤標志后，ERR引腳再次上升。如果MCU在狀態寄存器中讀出相應的錯誤標志，而相應的錯誤條件仍然存在，則ERR引腳顯示一個短的正脈沖（脈沖寬度通常為100ns）。

這種行為有助于顯示在這些安全特性的自檢過程中時鐘錯誤丟失和VS欠壓或過壓錯誤標志之間的區別。在配置寄存器0中激活這些自檢之后（CFG0）第6位，ERR引腳下降。在MCU讀出狀態寄存器1（STAT1）位1:0中的VS欠壓/過壓標志后，如果時鐘自測丟失工作正常，則ERR引腳應保持在低水平。如果ERR引腳顯示正脈沖（脈沖寬度通常為100納秒），則表示時鐘自檢丟失失敗。

附加安全功能

IHSx/ILSx輸入回讀/邊緣計數器

為了驗證到DRV3201-Q1的信號路徑，該設備允許從RB0地址讀回所有IHSx和ILSx輸入的邏輯電平。這些值直接反映pin的狀態，不進行注冊。需要確保IHSx和ILSx引腳的狀態在通過SPI讀回其電平時不會改變。

即使選擇了PWM模式，IHSx/ILSx輸入回讀仍然可以工作。在這種情況下，ILSx Readback可用于讀取任何邏輯電平信號。

邊緣計數器允許對ILSx/IHSx信號鏈進行更穩健和更少的時間關鍵性驗證，并且在正常操作期間可能更方便使用。此計數器可用于計算一個或多個IHSx/ILSx輸入上的邊數。MCU選擇要觀察的輸入，并通過寫入SPI寄存器RB1來啟用計數器。當起始位被移除時，計數器停止計數邊。可以從SPI寄存器RB2讀取所獲得的計數器值，并通過設置SPI寄存器RB1中的清除位來重置。

當計數器達到最大值255時，它停止計數并保持此狀態。

即使選擇了PWM模式，IHSx/ILSx邊緣計數器仍保持工作狀態，在這種情況下，它可用于在任何連接的輸入端計數邊緣。

柵源電壓監測

DRV3201-Q1為外部MOSFET提供了門源電壓監測功能。對于每個外部MOSFET，VGS由一個比較器監控，1v作為較低閾值，9v作為較高閾值。

對于每個外部MOSFET，在SPI狀態寄存器2（STAT2）中設置一個狀態標志，位0:5。當各VG上升到9V以上時，每個狀態位被設置為1，當各自的VG下降到1V以下時，它們被設置為0。此功能用于啟動后的診斷，以打開/關閉外部MOSFET并檢查各自的狀態位。

Ultima比率支持

在某些情況下，可能需要同時打開所有FET，這是由該設備支持的。但是，為了將意外觸發的風險降至最低，需要滿足兩個要求：

1.MCU需要執行三個不同的連續SPI傳輸的解鎖序列。

2.當最后一個SPI命令被發送時，所有的IHSx和ILSx輸入都需要處于高水平。

此功能僅在直接模式下運行時可用。

電流測量

雙通道電流測量是通過兩個外部分流電阻器上的電壓降來測量的。它包含一個移位緩沖器，兩個第一級和兩個第二級。

移位緩沖器

DRV3201-Q1提供了一個單位增益放大器，通常用于支持具有較低輸出阻抗的移位電壓。這允許每個電流檢測路徑處理通過外部分流電阻器的負共模電壓。移位電壓由外部施加在RI引腳上，實際移位電壓緩沖在RO引腳上。

RI輸入引腳是一個高阻抗輸入到MOS柵極的內部ESD保護接地。任何電源都沒有反向上拉路徑（故障安全ESD結構）。

兩個一級放大器

第一級運算放大器與外部電阻網絡一起工作，以便更靈活地根據應用要求調整電流測量值。

在推薦的應用中，可以添加基于外部參考（例如外部電壓調節器）的移位電壓來移動傳輸曲線。第一放大器的每個通道都有自己的輸出到MCU ADC的輸入。

第一級的輸入是高電壓兼容的，因此該器件可用于測量低要求應用的低側MOSFET的電壓降。O1和O2引腳的最大輸出電壓固定在ADREF電壓上。

輸入引腳INx和IPx引腳是高阻抗輸入到MOS柵極，內部ESD保護接地。任何電源都沒有反向上拉路徑（故障安全ESD結構）。

兩個二級放大器

具有單獨可編程增益的第二級放大器可在低電流下實現更高分辨率的測量。它們可以直接連接到MCU ADC的輸入端。

第二級放大器的增益可通過SPI在步驟2、4、6和8中使用CFG2寄存器進行編程。

O3和O4引腳的最大輸出電壓為ADREF電壓。

ADREF電壓鉗

引腳O1–O4的最大輸出電壓被有源箝位器固定到ADREF上的電壓。ADREF電壓是MCU中ADC的參考電源電壓，因此輸出O1–O4具有與MCU中ADC輸入范圍相關的最大信號范圍。有源鉗位消耗ADREF引腳的最大電流為100μa。

電流檢測應用電路

電流感應放大器的標準配置如圖10所示。

O1/2處的輸出電壓為：

O3/4時的輸出電壓為：，其中g是第二級的SPI調整增益。

相位比較器

該裝置包含三個實時相位比較器，可用于無傳感器換向和診斷。每個比較器通常在75%和25%的電源電壓下切換，并且有一個單獨的數字輸出到MCU。只要EN為高，相位比較器總是激活的。

相位比較器應用圖

相位比較器配置如圖12所示。

相位比較器允許：

•實時觀察節點SHSx上的相位切換

•測量輸入IHSx/ILSx和相位比較器輸出PHxC之間的時間

•驗證先前測量和/或其他驅動階段的時間漂移

如圖12所示，VSH和PGND引腳用作檢測輸入，為相位比較器創建高側和低側閾值電平。將VSH引腳外部連接至功率級正極電源的星形點。PGND引腳連接至功率級的電源接地星形點。內部分壓器的總電阻通常為248kΩ。

升壓變換器

boost變換器基于突發模式固定頻率控制器。在接通時間內，內部低側升壓場效應晶體管將接通，直到檢測到電流極限電平。通過感應電源電壓VS和輸出電壓VBOOST，根據獨立的2.5 MHz時間基準按比例計算關閉時間。遲滯比較器（低電平VBOOST-VS=14V，高電平VBOOST-VS=16V）確定突發脈沖的啟動/停止。突發脈沖期間的標稱開關頻率為2.5mhz。

線圈中的最大電流可通過電阻Rbost_分流器進行調節，使最大線圈電流限制在0.1 V/rBost_分流器。該電流限制由控制器用來關閉內部低側升壓場效應晶體管。建議選擇電流飽和水平至少高于電阻器Rboost_分流器設置的電流極限水平30%的線圈。

第二個內部電流限制被實現，在更高的電流下觸發，并在電阻器R1短路的情況下作為內部低側boost FET的第二級保護。如果Rboost_分流器短路，控制器將使用第二個電流限制來關閉內部低壓側升壓場效應晶體管。由于第二內部電流限值高于由RBOST分流器設置的正常電流限值，且僅用于保護內部升壓場效應晶體管，因此，如果第二內部電流限值激活，外部線圈可能飽和。為了允許外部MCU檢測到這種可能的故障情況，第二個內部電流限制設置升壓欠壓標志（寄存器STAT1，位2）。根據配置的安全模式，這將導致閘門驅動器關閉。

為了降低芯片上的噪聲水平，可以在使用B_EN引腳進行敏感電流測量時關閉升壓轉換器。只要禁用時間間隔足夠短，升壓輸出電容器就能保持足夠高的升壓輸出電壓。當增壓轉換器被禁用時，增壓欠壓監測器激活，以確保驅動級仍然正常工作。在升壓欠壓條件下，升壓開關頻率折回到正常工作頻率的一半左右。這不會影響電流限制。

升壓變換器應用電路

圖13給出了升壓變換器的推薦應用。為了獲得最佳性能，需要一個肖特基二極管和一個22μH線圈。內部FET的電流限制（以及線圈中的最大電流）可以調整，在推薦的應用中，它被設置為0.1 V/0.33Ω=300 mA。

SPI接口

SPI從機接口用于與外部SPI主機（外部MCU）進行串行通信。SPI通信從NCS下降沿開始，到NCS上升沿結束。NCS高電平使SPI從機接口處于復位狀態，SDO輸出為3狀態。

地址模式傳送

地址模式傳輸是一個8位協議。SPI slave和SPI master都首先傳輸MSB。

在NCS下降沿之后，7位的第一個字是地址位，后面是RW位。在第一次地址傳輸期間，設備在SDO上返回STAT1寄存器。處理每個完整的8位幀。如果在傳輸8位的倍數之前NCS變高，則忽略這些位。

SPI地址傳輸階段

當RW=0時，SPI主機對所選寄存器執行讀訪問。在接下來的SPI傳輸過程中，設備在SDO上返回請求的寄存器讀取值，并將SDI位解釋為下一個地址傳輸。當RW=1時，主機對所選寄存器執行寫訪問。從機在下一次SPI傳輸期間更新寄存器值（如果立即進行），并返回SDO上的當前寄存器值。

SPI數據傳輸階段

下表顯示了寫入訪問期間的數據值編碼方案。

可以在一個SPI通信序列（NCS=0）期間混合兩種訪問模式（寫和讀訪問）。通過斷言NCS=1，可以在單個8位SPI傳輸之后終止SPI通信。設備返回STAT1寄存器（對于通電后的第一次SPI傳輸）或在SPI傳輸地址階段尋址的當前寄存器值。

設備數據響應

所有未使用的位都設置為零。

申請信息

功率消耗

DRV3201-Q1設計用于驅動6個外部功率FET，其柵極電荷為250 nC，頻率為30 kHz。為這些外部功率場效應晶體管的柵極充電所需的電流由升壓變換器提供。三個內部高壓側柵極驅動器和三個內部低壓側柵極驅動器由升壓轉換器供電。下圖顯示了在不同的升壓負載電流下，相對于電源電壓的總電源電流消耗。

在這些圖中，考慮了非開關門驅動器從boost變換器獲得的靜態電流消耗（參見電氣特性中的參數RGSa2）。然而，由于柵極驅動器切換而產生的升壓變換器的電流消耗沒有被考慮在內。這種柵極驅動開關電流形成升壓變換器的實際負載電流，由兩部分組成：內部柵極驅動開關電流和外部FET柵極充電電流。

對于30 kHz PWM頻率和所有六個柵極驅動器，來自內部柵極驅動器（無外部功率FET）的開關電流以高電氣特性VGS，HS給出。總負載電流Iboost由方程式1和方程式2之和得出：河流切換。開關柵極驅動器（無外部功率場效應晶體管）引起的升壓變換器的預期電流消耗可計算如下：

在給定的PWM頻率下對外部FET的柵極充電形成的開關電流可計算如下：

計算例1：

FET數量=6

使用圖18和圖19中的IBOOST=40 mA，在TA=25°C和TA=125°C時，VS的總電流消耗為130 mA。這使得在TA=25°C和TA=125°C時，VS=14 V時的總功耗為1.82瓦。

計算例2：

FET數量=6

為了估算VS電池供電的總電流消耗，可以使用圖14和圖15中的曲線IBOOST=30 mA。從該曲線可以看出，對于VS=14 V，在TA=25°C時，VS的總電流消耗為105 mA；在TA=125°C時，VS的總功耗分別為1.47 W；在TA=125°C時，VS=14 V時，總功耗為1.50 W。

從這些例子中，可以看出柵極電荷和PWM頻率如何影響boost變換器的負載電流和圖18和圖19中的電池總電流消耗。總功耗可以由此計算。

升壓變換器

boost變換器的輸出電流能力可配置為外部Rshunt_boost電阻至0.1v/Rshunt_boost（請注意，該電阻器需要能夠傳導升壓開關電流）。輸出電流容量可以根據外部功率場效應管的PWM開關頻率和柵極電荷來確定。建議選擇電流飽和水平至少高于電阻器Rboost_分流器設置的電流極限水平30%的線圈。boost變換器的工作原理是基于突發模式的固定頻率控制器。在接通時間內，內部低壓側升壓場效應晶體管接通，直到檢測到電流極限電平。通過感應電源電壓VS和輸出電壓VBOOST，根據2.5 MHz時間基準按比例計算關閉時間。公式4給出了計算關閉時間的公式，fboost=2.5 MHz。

對于穩態，線圈中的電流如圖20所示。

根據該圖，紋波電流和升壓輸出電流可計算如下：

從方程式6可以看出，給定IL_curlim的升壓輸出電流能力是最小電源電壓VS.升壓輸出電流能力的最低值（通過設置帶外部Rshunt_boost的IL_curlim），以便所需的輸出電流（基于外部功率FET的PWM頻率和柵極電荷）可以在需要的時候提供應用的最小電源電壓。下式給出了IL_curlim作為IBOOST和VS的函數：

為了設置IL_curlim，應在該方程中使用最小應用電源，并根據方程式3選擇IBOOST。DRV3201-Q1可支持的最小應用電源電壓為4.75 V。

如等式6所示，當電源電壓較高時，升壓輸出電流能力增加，而如果升壓輸出電流能力的尺寸被確定為可以為最小電源電壓提供所需的輸出電流，則實際輸出的電流大于標稱電源電壓所需的電流，且升壓電壓增加。因此，滯后比較器（低電平VBOOST-VS=14V，高電平VBOOST-VS=16V）確定啟動/停止突發脈沖，如圖21所示。

一旦升壓達到穩定狀態，突發脈沖期間的標稱開關頻率為2.5mhz。在啟動升壓過程中，內部時間基準比方程式4慢三倍，從而使關閉時間延長三倍，從而使線圈電流充分降低，與方程式4相比。

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