差分接口應用

雙運算放大器和四運算放大器特別適用于差分輸入到差分輸出的應用。通常，這些運算放大器可分為ADC輸入接口或線路驅動器應用。差分I/O的兩種基本方法是無反轉或反轉配置。因為輸出是差分的，所以信號的極性有點無意義。這里的不可逆術語適用于將輸入引入OPA4830的地方。各有利弊。圖80顯示了非轉換差分I/O應用程序的基本起點。

這種方法提供了一個獨立于信號增益的源端阻抗。例如，簡單的差分濾波器可以包括在信號路徑中，直到非反轉輸入，而不與放大器增益交互。圖80電路的差分信號增益如等式6所示：

圖80顯示了750Ω的建議值。但是，可以僅使用RG電阻器調整增益。

單電源或交流耦合增益的各種組合也可以使用圖80的基本電路來實現。兩個非換向輸入端上的共模偏置電壓以1V/V的增益傳遞到輸出端，因為在每個逆變節點上相等的直流電壓不會通過RG產生電流，從而使輸出端的共模增益為1。

圖81顯示了配置為逆變放大器的差分I/O級。在這種情況下，增益電阻（RG）成為電源的輸入電阻。這種配置提供了比無反轉配置更好的噪聲性能，但是限制了將輸入阻抗與增益分開設置的靈活性。

兩個非轉換輸入提供了一個簡單的共模控制輸入。如果電源通過堵頭或變壓器進行交流耦合，這種控制尤其有用。在任何一種情況下，兩個非轉換輸入端上的共模輸入電壓對輸出端的增益為1，從而為單電源操作提供了一個簡單的共模控制。輸入電阻可以調整到期望的增益，但也可以改變輸入阻抗。該電路的微分增益如等式7所示：

直流耦合單差分轉換

以前的差分輸出電路被設置為接收差分輸入以及提供差分輸出。圖82說明了一種提供單差分轉換、直流耦合和使用四路運算放大器的獨立輸出共模控制的方法。

圖82的電路提供了幾個有用的特性，用于將輸入信號與最終輸出隔離。使用第一放大器作為一個簡單的非轉換級，也可以對R級進行獨立調整。I（設置源負載），而增益可以在這個階段使用RG輕松調整電阻器下一階段允許設置單獨的輸出共模電平。所需的輸出共模電壓VCM被切成兩半，并應用于第二級的無反轉輸入。此級中的信號路徑的增益為–1V/V，而此（1/2×VCM）電壓的增益為+2V/V。第二級的輸出為原始共模電壓加上第一級輸出的反向信號。第二級輸出直接出現在不可逆末級的輸出端。逆變輸出級的逆變節點也偏向于共模電壓，等于出現在第二級輸出端的共模電壓，不產生電流并將所需的VCM也放置在該級的輸出端。

低功耗，差分輸入/輸出，四階有源濾波器

OPA4830可以為有源濾波器提供非常有效的增益塊。四階差分濾波器本身非常適合于有源濾波器的設計。當濾波器拓撲尋求一個簡單的增益函數來實現濾波器時，在設計中，最好采用無反轉配置來隔離濾波器元件和增益元件。關于10MHz，四階巴特沃斯低通Sallen鍵濾波器的示例，請參見圖83。設計將高Q級放在第一級，以允許低Q級第二級降低第一級的峰值噪聲。電阻器值已作了輕微調整，以考慮放大器組延遲。

雖然該電路是雙極性的，使用±5V電源，它可以很容易地適應單電源操作。這種配置在響應中加上兩個實零點，將電路轉換成帶通。圖83中濾波器的頻率響應如圖84所示。

雙通道差分ADC驅動器

當需要一個低噪聲、單電源、差分輸入+5V ADC接口時，圖85的電路可為雙高性能ADC提供高動態范圍、中等增益接口。圖85的電路在差分逆變配置中使用兩個放大器。共模電壓設置在電源中間刻度的非轉換輸入上。在這個例子中，通過一個輸入端1:2耦合到變壓器上。這種設計既提供了信號增益，單差分轉換，又降低了噪聲系數。要顯示變壓器輸入端的50Ω輸入阻抗，變壓器上需要兩個200Ω電阻器次要的。這些兩個電阻也是放大器增益元件。由于相同的直流電壓出現在圖85電路中的兩個逆變節點上，因此沒有直流電流流過變壓器，從而使該共模電壓VCM的輸出具有1的直流增益。

圖85的電路特別適合用作I/Q的中等分辨率雙ADC采樣器如果需要更高的動態范圍，可以在每個放大器輸出上添加可選的500Ω接地電阻，以將第二和第三諧波失真提高>15dB。

如果需要，增加5mA的輸出級電流可以顯著改善線性度。對于這種平衡差分設計，測得的二次諧波失真始終低于三次諧波。如果在變壓器輸入端的低電平信號后信號通路中沒有接地，這對這種低功耗設計特別有幫助。兩個下拉電阻器確實顯示信號路徑接地，應在同一物理點接地，以消除不平衡的接地回路電流，從而降低二次諧波失真。

視頻線驅動

大多數視頻分配系統設計有75Ω系列電阻器，以驅動匹配的75Ω電纜。為了向75Ω匹配負載提供1的凈增益，放大器通常設置為+2V/V的電壓增益，補償電纜任一端串聯和并聯75Ω電阻器形成的分壓器的6dB衰減。

如果50Ω電阻器的所有參考值都被75Ω值取代，則圖72的電路適用于此要求。通常，放大器增益進一步增加到2.2，這恢復了典型長電纜線路的額外直流損耗。這一變化要求圖72中的增益電阻器（RG）從750Ω減小到625Ω。在這兩種情況下，OPA4830的增益平坦度和差分增益/相位性能都在視頻分發應用中提供了優異的結果。差分增益和相位測量彩色副載波頻率（NTSC系統中為3.58MHz）相對于大信號輸出電平（代表復合視頻信號中的亮度信息）的總體小信號增益和相位的變化。OPA4830在單個匹配視頻電纜的典型150Ω負載下，在正視頻（負同步）信號的標準亮度范圍內，顯示的差分增益/相位誤差小于0.07%/0.17°。對于多個視頻信號，可以觀察到類似的性能（見圖86）。

4通道DAC互阻放大器

高頻數模轉換器（dac）需要一個低失真的輸出放大器來保持SFDR在實際負載中的性能。圖87說明了單端輸出驅動器的實現。在該電路中，只使用互補輸出驅動信號的一側。該圖顯示了連接到OPA4830的虛擬地和結的信號輸出電流，OPA4830被設置為跨阻級或I-V轉換器。DAC未使用的電流輸出接地。如果DAC要求其輸出端接至非接地的合規電壓，則適當的電壓水平可應用于OPA4830的非轉換輸入端。

這個電路的直流增益等于射頻。在高頻下，DAC輸出電容（CD）在OPA4830的噪聲增益中產生零，這可能導致閉環頻率響應的峰值。在射頻中加入CF以補償噪聲增益峰值。為了實現平坦的跨阻頻率響應，反饋網絡中的該極點應設置為：

其轉角頻率f–3dB約為：

設計工具

演示固定裝置

印刷電路板（PCB）可用于幫助使用OPA4830對電路性能進行初步評估。該夾具作為未填充PCB免費提供，并附有用戶指南。該裝置的匯總信息如表2所示。

演示夾具可在德州儀器網站上索取通過OPA4830產品文件夾。

宏模型和應用程序支持

用SPICE軟件對OPA4830及其電路進行計算機仿真，是分析OPA4830及其電路性能的一種快速方法設計。這個這種方法特別適用于視頻和射頻放大器電路，其中寄生電容和電感對電路性能起主要作用。關于OPA4830的SPICE模型可以通過TI網頁獲得。 請注意，此模型是應用于OPA4830 quad版本的OPA830模型。應用部門也可以提供設計協助。這些模型預測典型的小信號交流，瞬態階躍，直流性能和噪聲在各種各樣的工作條件下。模型包括數據表電氣規范中的噪聲項。此模型不試圖區分封裝類型的小信號交流性能。

操作建議

優化電阻值

由于OPA4830是一種單位增益穩定的電壓反饋運算放大器，反饋和增益設置電阻器可以使用范圍很廣的電阻值。這些值的主要限制是通過動態范圍（噪聲和失真）和寄生電容來設置的。直接反饋應用于非垂直一體化。

低于200Ω時，反饋網絡會產生額外的輸出負載，這會降低OPA4830的諧波失真性能。高于1kΩ時，反饋電阻上的典型寄生電容（約0.2pF）可能會導致放大器響應中的非故意頻帶限制。

一個好的經驗法則是將RF和RG的并行組合（見圖74）設定為小于約400Ω。組合阻抗RF | | RG與逆變輸入電容相互作用，在反饋網絡中增加一個極點，從而使正向響應為零。假設反向節點上寄生2pF，保持RF | | RG<400Ω可使該極保持在200MHz以上。就其本身而言，這個約束意味著反饋電阻RF可以在高增益下增加到幾個kΩ。只要射頻形成的極和并聯的寄生電容不在感興趣的頻率范圍內，這種增加是可以接受的。

在反向配置中，必須注意額外的設計考慮。RG成為輸入電阻，因此成為驅動源的負載阻抗。如果需要阻抗匹配，可以將RG設置為所需的終端值。然而，在低反向增益時，所產生的反饋電阻值可以為放大器輸出提供一個重要的負載。例如，如果逆變增益為2，且輸入匹配電阻為50Ω（=RG），則需要一個100Ω的反饋電阻器，這將有助于輸出負載與外部負載并聯。在這種情況下，最好同時增加RF和RG值，然后用第三個接地電阻實現輸入匹配阻抗（見圖88）。總輸入阻抗變成RG和附加并聯電阻的并聯組合。

帶寬與增益：

不可逆操作

隨著信號增益的增加，電壓反饋運放的閉環帶寬逐漸減小。理論上，這種關系用圖中所示的增益帶寬積（GBP）來描述電氣特性。理想情況下，用GBP除以無反轉信號增益（也稱為噪聲增益，或NG）可以預測閉環帶寬。在實踐中，這種計算只有在相位裕度接近90°時才成立，就像在高增益配置中一樣。在低增益（增加反饋因子），大多數放大器表現出較復雜的響應和較低的相位裕度。對OPA4830進行了補償，在2V/V的非可逆增益下給出了輕微的峰值響應（見圖74）。這種補償使110MHz的典型增益為+2V/V帶寬，遠遠超過用110MHz GBP除以2V/V預測的增益。增加增益可使相位裕度接近90°，帶寬更接近預測值（GBP/NG）。在增益為+10V/V時，電特性中所示的11MHz帶寬與使用簡單公式和110MHz的典型GBP預測的帶寬一致。

增益為+2V/V的頻率響應可以通過將噪聲增益增加到3V/V來實現特殊的平坦度。在不影響+2V/V信號增益的情況下，一種方法是在兩個輸入端添加一個2.55kΩ電阻器（見圖78）。在單位增益（電壓跟隨器）應用中，可以使用類似的技術來減少峰值。例如，通過在兩個運算放大器輸入端使用一個750Ω反饋電阻器和一個750Ω電阻器，電壓跟隨器響應類似于圖73中的+2V/V響應增益。由于噪聲增益增加，進一步降低運放輸入端的電阻值進一步抑制了頻率響應。與±5V相比，OPA4830在單電源（+5V）工作時顯示出最小的帶寬減少。這種最小的減少是因為內部偏置控制電路在電源引腳之間的總電源電壓變化時保持幾乎恒定的靜態電流。

反轉放大器操作

所有熟悉的運算放大器應用電路都可以與OPA4830一起提供給設計者。圖88是典型的逆變配置，圖72中的輸入/輸出阻抗和信號增益保留在逆變電路中配置。反轉操作是更常見的要求之一，它提供了一些性能優勢。它還允許輸入偏向于VS/2，沒有任何凈空問題。可在輸出電壓范圍內獨立調整電容器或電容器的輸出電壓。

在反向配置中，必須注意三個關鍵的設計考慮因素。首先要考慮的是增益電阻（RG）成為信號通道輸入阻抗的一部分。如果需要輸入阻抗匹配（每當信號通過電纜、雙絞線、長PCB跡線或其他傳輸線導體耦合時，這是有益的），則可以將RG設置為所需的終端值，并調整RF以獲得所需的增益。這種方法是最簡單的方法，可以獲得最佳的帶寬和噪聲性能。

然而，在低反向增益時，所產生的反饋電阻值可以為放大器輸出提供一個重要的負載。對于反向增益為2，將RG設置為50Ω以進行輸入匹配，無需RM，但需要100Ω反饋電阻。這個這種結構有一個有趣的優點，即對于50Ω源阻抗，噪聲增益等于2，這與上面考慮的非轉換電路相同。放大器輸出現在看到100Ω反饋電阻與外部負載并聯。通常，反饋電阻應限制在200Ω到1.5kΩ的范圍內。在這種情況下，最好增加RF和RG值，如圖88所示，然后用第三個電阻（RM）接地來實現輸入匹配阻抗。總輸入阻抗變成RG和RM的并聯組合。

上一段提到的第二個主要考慮因素是信號源阻抗成為噪聲增益方程的一部分，從而影響帶寬。對于圖88中的示例，RM值與外部50Ω源阻抗（在高頻下）并聯組合，產生50Ω| | 57.6Ω=26.8Ω的有效驅動阻抗。該阻抗與RG串聯，用于計算噪聲增益。對于圖88，產生的噪聲增益為2.87，而如果如上所述可以消除RM，則只有2。因此，圖88中增益為-2的電路的帶寬（NG=+2.87）比圖72中的增益+2電路的帶寬低。

逆變放大器設計中的第三個重要考慮因素是在無反轉輸入端設置偏置電流抵消電阻器（RT=750Ω的并聯組合）。如果將該電阻設置為從逆變節點向外看的總直流電阻，則輸出直流誤差（由于輸入偏置電流）減小為（輸入偏移電流）乘以RF。在圖中，阻抗為88Ω的電容器在圖中的阻抗為88Ω。為了減少電阻和電源饋通引入的額外高頻噪聲，RT被電容器旁路。

輸出電流和電壓

OPA4830提供了出色的輸出電壓能力。對于+5V電源，在+25°C的空載條件下，輸出電壓相對于任一電源軌的擺幅通常小于90mV。

最低規定的輸出電壓和電流規格通過最壞情況下的模擬設定在最冷的溫度極限。只有在冷啟動時，輸出電流和電壓才會降低到規格表中所示的數值。當輸出晶體管提供功率時，結溫升高，降低VBE（增加有效輸出電壓擺幅），增加電流增益（增加可用輸出電流）。在穩態運行中，由于輸出級結溫高于最低規定的工作環境溫度，因此可用的輸出電壓和電流始終大于超溫規范中所示的值。

為保持最大輸出級線性度，不提供輸出短路保護。這種缺乏保護通常不是問題，因為大多數應用在輸出端包括一個串聯匹配電阻器，如果該電阻器的輸出端對地短路，則限制內部功耗。然而，在大多數情況下，將輸出引腳直接短接到相鄰的正極電源引腳（8引腳封裝），會破壞放大器。如果需要額外的短路保護，考慮電源線中的一個小串聯電阻器。該電阻減小了在高輸出負載下的可用輸出電壓擺動。

驅動電容性負載

對運算放大器來說，最苛刻也是最常見的負載條件之一就是電容負載。通常，電容性負載是ADC包括建議用于改善ADC線性度的附加外部電容。當電容性負載直接施加在輸出引腳上時，高速、高開環增益放大器（如OPA4830）很容易受到穩定性下降和閉環響應峰值的影響。當主要考慮頻率響應平坦度、脈沖響應保真度和/或失真時，最簡單和最有效的解決方案是通過在放大器輸出和電容性負載。

典型特性顯示了推薦的RS與電容性負載以及負載下產生的頻率響應。大于2pF的寄生電容性負載會開始降低OPA4830的性能。長的PCB軌跡、不匹配的電纜以及到多個設備的連接很容易超過這個值。始終仔細考慮這種影響，并盡可能靠近輸出引腳添加推薦的串聯電阻器（參見電路板布局指南部分）。

設置RS電阻器的標準是負載處的最大帶寬、平坦頻率響應。當增益為+2時，輸出引腳處的頻率響應在沒有電容性負載的情況下已經稍微達到峰值，需要相對較高的RS值來平坦負載下的響應。增加噪聲增益也會降低峰值（見圖78）。

失真性能

OPA4830在150Ω負載下具有良好的失真性能。與其他解決方案相比，它在更輕的負載和/或在單+3V電源上運行提供了卓越的性能。通常，在基波信號達到非常高的頻率或功率水平之前，二次諧波占主導地位，而三次諧波分量可以忽略不計。然后聚焦于二次諧波，增加負載阻抗直接改善失真。請記住，總負載包括反饋網絡；在非反轉配置（見圖74）中，這是RF+RG的總和，而在反向配置中，只需將RF與實際負載并聯。運行差分抑制二次諧波，如差分典型特性所示。

噪聲性能

高轉換率、單位增益穩定、電壓反饋運算放大器通常以較高的輸入噪聲電壓為代價來實現轉換率。然而，OPA4830的9.2nV/√Hz輸入電壓噪聲遠低于同類放大器。輸入參考電壓噪聲和兩個輸入參考電流噪聲項結合在一起，可在各種工作條件下提供低輸出噪聲。圖89顯示了包含所有噪聲項的運算放大器噪聲分析模型。在這個模型中，所有的噪聲項都被認為是噪聲電壓或電流密度項，單位為nV/√Hz或pA/√Hz。

總輸出斑點噪聲電壓可以計算為所有平方輸出噪聲電壓貢獻者和的平方根。方程8顯示了使用圖89中所示術語的輸出噪聲電壓的一般形式：

將該表達式除以噪聲增益[NG=（1+RF/RG）]即為無反轉輸入時的等效輸入參考點噪聲電壓；該結果如等式9所示：

在19.3nV/√Hz的總輸出點噪聲電壓和9.65nV/√Hz的總輸出點噪聲電壓和9.65nV/√Hz的總輸出點噪聲電壓下，對這兩個方程進行評估。該值包括電阻器增加的噪聲。這個總輸入參考的spnoise電壓并不比僅運算放大器電壓噪聲的9.2nV/√Hz規格高多少。

直流精度和偏移控制

寬帶電壓反饋運算放大器的平衡輸入級允許在各種應用中獲得良好的直流輸出精度。與同類產品相比，OPA4830的電源電流微調提供了更嚴格的控制。盡管高速輸入級確實需要相對較高的輸入偏置電流（通常每個輸入端子的輸入偏置電流為5μA），但是它們之間的緊密匹配可用于減少由該電流引起的輸出直流誤差。這種降低是通過匹配出現在兩個輸入端的直流源電阻來實現的。使用最壞情況+25°C輸入偏移電壓和電流規格，評估圖74的配置（其具有匹配的直流輸入電阻），得出最壞情況下的輸出偏移電壓等于等式10：

通常需要微調輸出偏移零點或直流工作點調整。在運算放大器電路中引入直流偏移控制有很多種技術。這些技術大多是基于通過反饋增加直流電流電阻。英寸選擇偏移微調方法時，一個關鍵考慮因素是對期望信號路徑頻率響應的影響。如果信號路徑是非可逆的，則最好將偏移控制作為逆變和信號應用，以避免與信號源的交互。如果信號路徑要反轉，可以考慮對非反轉輸入應用偏移控制。通過比信號通路電阻大得多的電阻值將直流偏置電流引入逆變輸入節點。這種配置確保調節電路對環路增益和頻率響應的影響最小。

熱分析

最大期望結溫設置允許的最大內部功耗，如下所述。在任何情況下，最高結溫不得超過+150°C。

工作結溫度（TJ）由TA+PD×θJA給出。總內部功耗（PD）是靜態功率（PDQ）和輸出級（PDL）消耗的附加功率之和。只需將電源的總電壓乘以無負載部分。PDL取決于所需的輸出信號和負載；但是，對于連接到中間電源（VS/2）的電阻負載，當輸出固定在等于VS/4或3VS/4的電壓時，PDL處于最大值。在此情況下，PDL=VS2/（16×RL），其中RL包括反饋網絡負載。

決定了它在功率級的耗散，而不是在功率級。

作為最壞情況的例子，使用圖72電路中的OPA4830（TSSOP-14封裝）計算最大TJ，該電路在最高規定環境溫度+85°C下運行，并在中等供電條件下驅動150Ω負載。

盡管該值仍遠低于規定的最高結溫，但出于系統可靠性考慮，可能需要較低的保證結溫。如果負載要求在高輸出電壓下強制電流進入輸出端，或者在低輸出電壓下從輸出端獲得電流，則可能出現最高的內部損耗。這使得高電流通過輸出晶體管中的一個大的內部電壓降。

電路板布局指南

要獲得最佳的性能與高頻放大器，如OPA4830需要仔細注意板布局寄生和外部元件類型。優化性能的建議包括：

a）、寄生電容最小化所有信號輸入/輸出引腳的任何交流接地。輸出端和反向輸入端上的寄生電容會導致不穩定：在非換向輸入端，它會與源阻抗發生反應，導致無意的帶寬限制。為了減少不必要的電容，信號I/O引腳周圍的所有地面和電源平面上都應該打開一個窗口。否則，地面和動力飛機應該在其他地方保持完整。

b）、將電源引腳與高頻0.1μF去耦電容器之間的距離（<0.25“）減至最小。在設備引腳處，接地和電源平面布局不應靠近信號輸入/輸出引腳。避免狹窄的電源和接地痕跡，以盡量減少引腳和去耦電容器之間的電感。每個電源連接應始終與其中一個電容器斷開連接。兩個電源之間的可選電源去耦電容器（0.1μF）（用于雙極操作）可提高二次諧波失真性能。主電源引腳上還應使用較大的（2.2μF至6.8μF）去耦電容器，在較低頻率下有效。這些可以放置在離設備稍遠的地方，并且可以在PCB的相同區域中的多個設備之間共享。

c）、仔細選擇和放置外部元件可保持高頻性能。電阻器應為非常低的電抗類型。表面貼裝電阻工作最好，并允許更緊湊的整體布局。金屬薄膜或碳成分軸向引線電阻器也能提供良好的高頻性能。同樣，保持引線和PCB軌跡盡可能短。切勿在高頻應用中使用線繞式電阻器。因為輸出管腳和逆變輸入管腳對寄生電容最敏感，所以始終將反饋和串聯輸出電阻（如有）盡可能靠近輸出管腳。其他網絡元件，如非轉換輸入端接電阻器，也應放在靠近封裝的地方。如果允許雙面元件安裝，將反饋電阻器直接放置在電路板另一側的封裝下方，位于輸出和反向輸入引腳之間。即使低寄生電容分流外部電阻，過高的電阻值也會產生顯著的時間常數，從而降低性能。好的軸向金屬膜或表面貼裝電阻器與電阻器并聯時大約有0.2pF。對于電阻值>1.5kΩ，該寄生電容會在500MHz以下增加一個極和/或零，從而影響電路運行。保持電阻值盡可能低，以符合負載驅動的考慮。750Ω是典型的反饋起點。

d）、與板上其他寬帶設備的連接可以通過短的直接記錄道或通過板載傳輸線進行。對于短連接，將跟蹤和到下一個設備的輸入視為集中電容負載。應使用相對較寬的跡線（50至100 mils），最好在其周圍打開地面和動力飛機。估計總電容性負載，并根據推薦的典型特性曲線RS vs電容性負載設置RS（圖15、圖38或圖63）。低寄生電容性負載（<5pF）可能不需要RS，因為OPA4830名義上是補償的，可以在2pF寄生負載下工作。當信號增益增加（增加空載相位裕度）時，允許無RS的更高寄生電容負載。如果需要較長的記錄道，并且雙端接傳輸線固有的6dB信號損耗是可接受的，則使用微帶線或帶狀線技術實現匹配阻抗傳輸線（請參閱有關微帶和帶狀線布局技術的ECL設計手冊）。50Ω的環境通常不需要船上，事實上，更高的阻抗環境可以改善失真，如失真與負載的關系所示陰謀。與定義的特征電路板軌跡阻抗（基于電路板材料和軌跡尺寸），從OPA4830輸出到跟蹤的匹配串聯電阻器以及目的地輸入端的端接分流電阻器設備。記得嗎終端阻抗是并聯電阻和目的裝置輸入阻抗的并聯組合；總有效阻抗應設置為與跡線阻抗相匹配。如果雙端接傳輸線的6dB衰減不可接受，則長記錄道只能在源端串聯端接。在這種情況下，將跟蹤視為電容性負載，并按照推薦的典型特性曲線RS vs電容性負載（圖15、圖38或圖63）中所示設置串聯電阻值。這種配置不會保持信號完整性以及雙端接線路。如果目的設備的輸入阻抗較低，則由于串聯輸出形成的分壓器進入終端阻抗，會有一些信號衰減。

e）、不建議套接高速零件。插座引入的額外引線長度和管腳間電容會產生非常麻煩的寄生網絡，幾乎不可能實現平滑、穩定的頻率響應。將OPA4830直接焊接到電路板上可獲得最佳效果。

輸入和ESD保護

OPA4830是使用一個非常高速，互補雙極工藝制造的。對于這些非常小的幾何器件，內部結擊穿電壓相對較低。這些細分反映在絕對最大評級表中。所有的設備引腳都由內部的ESD保護二極管保護電源，如圖90所示。

這些二極管提供適度的保護，以輸入高于電源的過驅動電壓。保護二極管通常可支持30mA連續電流。如果可能有更高的電流（即在帶有±15V電源部件的系統中驅動至OPA4830），則應在兩個輸入端添加限流串聯電阻器。盡可能降低這些電阻值，因為高電阻值會降低噪聲性能和頻率響應。

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